专利名称：基于左手非线性传输线的倍频器的制作方法
技术领域：
本发明涉及微波电路技术领域，特别是涉及一种基于左手非线性传输线的倍频 器。
背景技术：
微波倍频器广泛应用于通信、雷达和测量仪器等系统中。其主要作用可归纳为以 下几个方面一、对频率低，但输出频率稳定的振荡器倍频，获得高稳定度的高频振荡源；
二、 在晶体管振荡器的最高振荡频率达不到系统要求时，通过倍频器获得超高频振荡源；
三、 获得多个整数倍频率。 非线性传输线是一种广泛应用的倍频器结构，它具有结构简单、无需额外的匹配 电路和空闲电路等优点。典型的非线性传输线包括若干段以一定间距串联的微带传输线， 每段微带线之间放置反向偏置的并联肖特基二极管。肖特基二极管作为可变电容，其容值 随偏置电压改变，非线性容抗引起谐波，实现倍频功能。 上述传统非线性传输线的简化电路模型为周期负载的串联电感和并联电容，这种
结构被称为右手传输线，即电场强度E、磁场强度H和波矢k满足右手螺旋法则。 传统的右手非线性传输线存在以下固有缺陷右手传输线等效电路为低通电路，
因此输出谐波的最高频率小于传输线截止频率，在高频应用中受限；低通电路自身无法抑
制输入的基波信号，而基波信号幅度往往远大于谐波信号，为获得理想的谐波，对系统中的
滤波器提出很高要求；采用肖特基二极管作为变容管，需要偏置电路。
发明内容
( — )要解决的技术问题 有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种基于左手非线性传输线的倍频器，以 提高倍频器的工作频率，改善倍频器的微波特性，简化电路结构。
( 二 )技术方案 为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下 —种基于左手非线性传输线的倍频器，该倍频器由单节或多节左手非线性传输线
构成，该左手非线性传输线的等效电路由串联可变电容和并联电感构成。 上述方案中，所述串联可变电容由自偏置的PIN 二极管构成。 上述方案中，作为可变电容的PIN二极管通过所述左手非线性传输线中的并联电 感接地，实现自偏置。所述可变电容与输入信号振幅有关，当输入信号振幅大于作为可变电 容的PIN二极管的开启电压时，可变电容的电容值由一个较小的固定值转变为一个较大的 电容值，并由此产生频率为输入信号整数倍的谐波。 上述方案中，通过选择可变电容的电容值和并联电感的电感值，能够获得与输入 端口/输出端口匹配的传输线特征阻抗。 上述方案中，通过改变构成倍频器的左手非线性传输线的节数，能够调整倍频器的倍频效率和基波抑制水平。
(三)有益效果 从上述技术方案可以看出，本发明具有以下有益效果 1、利用本发明，可以有效提高倍频器的工作频率。由于本发明所涉及的左手非线
性传输线结构与右手非线性传输线结构有明显的区别，体现在对微波信号的传输方面就是
本发明提出的倍频器为高通特性，工作频率远高于与之相应的传统电路。 2、利用本发明，可以有效抑制输出信号中的基波频率。由于本发明提出的倍频器
具有高通特性，因此通过合理选择器件参数，可以抑制频率较低的基波信号。 3、利用本发明，可以省略外加偏置电路。由于本发明中的二极管采用自偏置结构，
因此无需偏置电路，简化了倍频器结构，縮小了体积。 4、利用本发明，可以省略额外的匹配电路；改善倍频器微波特性。
图1是PIN二极管伏安特性示意图；
图2是左手非线性传输线单元的等效电路图；
图3是右手非线性传输线单元的等效电路图；
图4是左手非线性传输线S21的示意图；
图5是右手非线性传输线S21的示意图；
图6是左手非线性传输线倍频效果的仿真图；
图7是两节左手非线性传输线的等效电路图。
具体实施例方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照 附图，对本发明进一步详细说明。 近年来，由周期负载串联电容和并联电感的传输线构成左手材料的方法被提出。 与右手传输线不同，左手传输线中E、 H和k满足左手螺旋法则。在左手材料中介电常数和 磁导率都为负数。 具体到电路结构中，图2所示左手非线性传输线(其中包含了 一个PIN 二极管、两 个隔直电容和两个电感)与图3所示右手非线性传输线(其中包含了一个PIN二极管和两 个电感)相比，等效电路中电容和电感的位置发生了互易。 在图2所示实例中，Cj代表PIN二极管截止状态的结电容，对于我们所选择的二极 管，Cj为0.5pF，二极管开启电压1. IV。电感L为1.8nH。电路的输入输出端口均为50 Q 标准射频端口。对于图2所示左手非线性传输线，其中PIN二极管的两端通过电感实现直 流接地，为自偏置结构。 请参照图2，本发明提供的这种基于左手非线性传输线的倍频器由单节或多节左
手非线性传输线构成，该左手非线性传输线的等效电路由串联可变电容和并联电感构成。
所述串联可变电容由自偏置的PIN二极管构成。作为可变电容的PIN二极管通过 所述左手非线性传输线中的并联电感接地，实现自偏置。可变电容与输入信号振幅有关，当 输入信号振幅大于作为可变电容的PIN二极管的开启电压时，可变电容的电容值由一个较小的固定值转变为一个较大的电容值，并由此产生频率为输入信号整数倍的谐波。 进一步地，本发明提供的这种基于左手非线性传输线的倍频器，其等效电路为高
通电路，与相应的右手非线性传输线相比，该基于左手非线性传输线的倍频器可以工作于
更高的频率。该倍频器的等效电路为高通电路，意味着通过合理选择传输线截止频率，该电
路可以有效抑制频率较低的基波信号，从而降低对滤波器的要求。 进一步地，所述左手非线性传输线的特征阻抗由电容和电感决定，通过合理选择 容值和感值，可以获得所需的特征阻抗。因此本发明所述倍频器无需额外匹配电路。
进一步地，所述左手非线性传输线中，采用PIN二极管为可变电容。在所述的特定 结构中，PIN 二极管可以采用自偏置结构，从而无需外加偏置电路。 进一步地，通过选择可变电容的电容值和并联电感的电感值，能够获得与输入端 口/输出端口匹配的传输线特征阻抗。 进一步地，通过改变构成倍频器的左手非线性传输线的节数，能够调整倍频器的 倍频效率和基波抑制水平。 通过对电路小信号S参数的分析可知，左手传输线为高通电路，如图4所示；与之 对应的右手传输线为低通电路，如图5所示。由此可以得出两个结论一，由于低通电路对 高频信号衰减，右手非线性传输线只能用于输出低于传输线截止频率的谐波，而左手非线 性传输线则可以工作于更高频率；二，高通电路对低频信号衰减，通过适当选择器件参数， 左手非线性传输线可以有效抑制输出信号中基波信号的幅度。 图6是实例中左手非线性传输线的倍频特性仿真结果，输入基波信号频率2GHz， 功率20dBm。可以看到，在输出信号中，基波信号受到很好的抑制，降至5. ldBm;二次谐波功 率2. 7dBm ;其他高次谐波也有较高转换效率。 上述实例仅由一个左手非线性传输线单元构成。在本发明实施过程中，可以将多 个单元串联来调整倍频器特性。图7是两个单元构成的两节左手非线性传输线，其中包括 了两个PIN二极管、两个隔直电容和三个电感。节数更多的左手非线性传输线也可按此方 式实现，均属于本发明范围。 以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详 细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡 在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保 护范围之内。
权利要求
一种基于左手非线性传输线的倍频器，其特征在于，该倍频器由单节或多节左手非线性传输线构成，该左手非线性传输线的等效电路由串联可变电容和并联电感构成。
2. 根据权利要求1所述的基于左手非线性传输线的倍频器，其特征在于，所述串联可变电容由自偏置的PIN 二极管构成。
3. 根据权利要求2所述的基于左手非线性传输线的倍频器，其特征在于，作为可变电容的PIN 二极管通过所述左手非线性传输线中的并联电感接地，实现自偏置。
4. 根据权利要求2所述的基于左手非线性传输线的倍频器，其特征在于，所述可变电容与输入信号振幅有关，当输入信号振幅大于作为可变电容的PIN 二极管的开启电压时，可变电容的电容值由一个较小的固定值转变为一个较大的电容值，并由此产生频率为输入信号整数倍的谐波。
5. 根据权利要求1所述的基于左手非线性传输线的倍频器，其特征在于，通过选择可变电容的电容值和并联电感的电感值，能够获得与输入端口 /输出端口匹配的传输线特征阻 抗。
6. 根据权利要求1所述的基于左手非线性传输线的倍频器，其特征在于，通过改变构成倍频器的左手非线性传输线的节数，能够调整倍频器的倍频效率和基波抑制水平。
全文摘要
本发明涉及微波电路技术领域，公开了一种基于左手非线性传输线的倍频器，该倍频器由单节或多节左手非线性传输线构成，该左手非线性传输线的等效电路由串联可变电容和并联电感构成。在本发明中，可变电容由自偏置的PIN二极管构成。利用本发明，可以提高倍频器的工作频率，改善倍频器的微波特性，无需额外匹配电路，无需外加偏置电路，极大简化电路结构。
文档编号H03B19/18GK101741315SQ20081022748
公开日2010年6月16日 申请日期2008年11月26日 优先权日2008年11月26日
发明者吴茹菲, 张海英, 杨浩, 董军荣, 黄杰 申请人:中国科学院微电子研究所