专利名称：正交混波器电路的制作方法
技术领域：
本发明指一种集成电路，具体地指用来实现混波器的集成电路。
背景技术：
正交混波器(Quadrature mixer)是一种被广泛应用的电子组件，用以对 具有90度相位差的信号执行降频或升频转换，因而常用于通信装置中，如无 线网络装置、移动通信装置等。 一般来说，正交混波器包含多相(polyphase) 滤波器，其耦接于吉尔伯特单元(Gilbertcell)混波器。吉尔伯特单元混波器 用来从输入信号中分出多个输出信号，使输出信号间相位相差90度。吉尔伯 特单元混波器包含有源转导级；由于有源转导级中的有源电路组件的输出信 号受限于供应电源所能提供的电压值，因此，在低电压的应用中，有源转导 级会限制其输出信号的线性度。换句话说，当有源辅导级的输入信号的电压 摆幅太大，且有源转导级的输出信号为低线性程度时，有源辅导级的输出信 号会被削减或产生失真的现象，造成输出信号的质量降低。对语音通信上的 应用而言，输出信号的质量降低尤其不能被接受。
因此，现有的正交混波器确实有改进的必要，以获得更宽广的线性操作 区间，并同时兼顾架构简单及低制造成本的需求。
发明内容
因此，本发明的主要目的在于提供一种正交混波器电路及相关方法。 本发明公开了一种正交混波器电路，其包含有多相滤波器，用来产生线
性的正交信号；以及电位混波器，用来对该正交信号执行频率转换操作；其
中，该电位混波器的输出信号具有高线性度。
本发明另公开了一种方法，其包含有通过多相滤波器产生线性的正交信
号；以及通过电位混波器对该正交信号执行频率转换搡作；其中，该电位混
波器的输出信号具有高线性度。
图1为本发明实施例的正交混波器电路的示意图。 图2为本发明实施例的正交混波器电路的示意图。
图3为本发明实施例的用来产生具有高线性度信号的流程图。 图4为本发明实施例的正交混波器电路的示意图。 图5为本发明实施例的正交混波器电路的示意图。 图6为本发明实施例的正交混波器电路的示意图。
主要组件符号说明
画、200、 400、 500、 600 102、 202 104、 204
206、 207、 208、 209、 406、 407、
输入节点
210、 212、 510、 512、 514、 516、
节点
214、 216、 218、 220
230、 232、 234、 236、 270、 272、
电阻
240、 242、 244、 246 250、 252、 254、 256、 258、 260、 晶体管 280、 282
302、 304、 306、 308 Al、 A2 Bl、 B2
正交混波器电路 多相滤波器 电位混波器 408、 409、 606、 607、 608、 609
610、 612、 614、 616
输出节点 274、 276、 R
电容 262、 264
差动反相放大器
步骤
输入级
中介级
电流
具体实施例方式
本发明公开了混波器，其包含多相(polyphase)滤波器及电位混波器 (potentiometric mixer)。多相滤波器用来产生正交(Quadrature )信号。电位混波器用来对该正交信号执行频率转换操作。根据本发明公开的实施例，电 位混波器的输出信号具有高线性度。换句话说，电位混波器的输出信号值具 有宽广的变化范围。更具体的说，混波器可以线性地输出大范围的电压值，
例如轨对轨(rail-to-rail)的方式。为了更清楚地描述本发明的特色，请参考 下列图示。
图1为本发明实施例的正交混波器电路100的示意图。如图1所示，混 波器电路100包含多相滤波器102及电位混波器104。在图1中，混波器电 路100是交叉耦接的差动放大器。就功能上来说，混波器电路100可用来执 行吉尔伯特单元混波器中常见的功能，例如"混频"。除此之外，混波器电路 100在电流模式中，通过结合"产生正交信号"及"混频，，，使其输出信号达 到高线性度。电位混波器104包含输入级、中介级以及一个以上的差动放大 器。为了配合电流模式的操作，中介级仅包含无源组件，且差动放大器具备 宽广的输入值变化范围和输出值变化范围。换句话说，混波器电路100的差 动放大器可以线性地输出大范围的电压值，例如轨对轨的方式。混波器电路 100的相关实施例的细节请参考图2至图5的说明。
图2为本发明变化实施例的正交混波器电路200的示意图。混波器电路 200包含多相位滤波器202及电位混波器204。混波器电路200用来从输入节 点206及208接收输入信号，从节点210及212接收本地振荡信号，输出第 一输出信号至输出节点214及216,以及输出第二输出信号至节点218及220。 另外，输入节点207及209耦接于接地端。
如图2所示，多相位滤波器202仅包含无源组件，以输出两个无源、高 线性度、偏移90度相位的正交信号至电位混波器204。多相位滤波器202包 含电阻230、 232、 234及236和电容240、 242、 244及246。为了图示的方 便，图2的多相位滤波器202仅显示单级，实际上，多相位滤波器202也可 包含多级。
如图2所示，电位混波器204包含晶体管250、 252、 254、 256、 258、 260、 262及264、电阻270、 272、 274及276和差动反相放大器280及282。 另一方面，电位混波器204包含输入级Al (晶体管250的256的漏极)及 A2 (晶体管258-264的漏极)和中介级B1 (差动反向放大器280的输入节 点)及B2 (差动反向放大器282的输入节点)。
图3为根据本发明实施例的流程图，用来产生具有高线性度的信号。在以下说明图3的过程中请同时参考图2，流程于步骤302开始，在步骤302 中，多相位滤波器202产生线性的正交信号。具体地说，多相位滤波器202 从节点206及208接收输入信号，并产生对应的正交信号作为其输出。更具 体地说，多相位滤波器202在节点206及208将输入信号分拆，并交叉地送 至电位混波器204中的输入级A1及A2。在此须注意的是，图3中所使用的 分拆方法是指执行90度的相位偏移，使得正交信号的相位在i信道及p信道 之间相差90度，以利于频率调制。
接下来，在步骤304中，电位混波器204对正交信号执行频率转换操作。 更具体地说，电位混波器204从输入级A1及A2接收正交信号，紧接着，在 节点210及212,通过使用本地振荡信号，对正交信号执行频率转换操作。 在本实施例中，频率转换操作是降频转换操作。换句话说，电位混波器204 使用本地振荡信号，以对正交信号执行降频转换。或者，在本发明的变化实 施例中，频率转换操作也可以是升频转换操作。也就是说，电位混波器204 使用本地振荡信号，以对正交信号执行升频转换。
在本实施例中，在信号被传送至差动放大器280及282的输入节点(中 介级Bl及B2 )前，多相位滤波器202及电位混波器204可能操作在电流模 式或电压模式。当电位混波器204操作于电流模式时，其相关的操作从差动 放大器280及282的输入节点开始。
接下来，在步骤306中，在中介级B1及B2，电位混波器204传送已完 成频率转换的信号至差动放大器280及282。最后，在步骤308中，差动放 大器280及282即可输出具有高线性度的输出信号。在图2中，中介级Bl 及B2的功能是当作差动放大器280及282的虚拟接地端(pseudo-grounds )。 显而易见地，差动放大器280及差动放大器282中任意一个差动放大器的输 入节点间的电压差为零。因此，不论是差动放大器280或282，其输出电压 不但稳定且量值不大(例如，小于lmV),但其值会随着该差动放大器的增 益的不同而不同。 一般来说，输出信号以VOUT-ixR的形式来表示。
由于输入信号会经过输入节点206及208和中介级Bl及B2之间的无源 组件组成的电路，电位混波器204的输出节点的输出电压摆幅具有高线性， 且受限于轨对轨的转阻放大器(例如差动反相放大器280及282)的输出线 性度。如前所述，当电位混波器204操作于电流模式时，其相关的操作从差 动放大器280及282的输入节点开始。由于中介级Bl及B2中的电路组件为无源组件，电位混波器204在中介级B1及B2操作于电流模式。相反地，若 电路中使用有源组件，有源组件操作于电压模式，将使得其供应的电压信号 值受限于供应电源。有限的电源会导致低线性，在此情况下， 一旦电压信号 的摆幅太大，电压信号就会因为电源的限制而失真或被削减。即便电压信号 没有被削减，失真的电压信号也不利于通信上的应用，特别是语音通信。相 比较之下，本发明的差动反相放大器280及282操作于电流模式，其输出不 受限于供应电源，换句话说，本发明可消除信号被削减或失真的问题。由于 差动反相放大器280及282具有宽广的输入变化范围和轨对轨的输出信号， 差动反相放大器280及282具有高线性度。因此，当差动反相放大器280及 282操作于电流模式时，差动反相放大器280及282具有高线性度的优点。
在差动反相放大器280及282的输出节点214 ~ 220,电流信号被线性地 转换成电压信号。由于差动反相放大器280及282的输入节点操作于电流模 式，其不受限于供应电源，因此，差动反相放大器280及282输出端的电压 信号也具有高度线性。
图4~图6是图2的实施例的变化实施例。图4为本发明变化实施例的 正交混波器电路400的示意图。正交混波器电路400和图2的正交混波器电 路200相似，差别在于正交混波器电路400接收两个输入信号。在图4中， 正交混波器电路400在节点406及408接收第一输入信号，以及在节点407 及409接收第二输入信号。第一输入信号及第二输入信号的频率相同，但相 位相差90度。
图5为本发明变化实施例的正交混波器电路500的示意图。正交混波器 电路500和图2的正交混波器电^各200相似，差别在于正交混波器电路500 接收两个本地振荡信号。在图5中，正交混波器电路500在节点514及516 接收第一本地振荡信号，以及在节点510及512接收第二本地振荡信号。
图6为本发明变化实施例的正交混波器电路600的示意图。正交混波器 电路600和图2的正交混波器电路200相似，差别在于正交混波器电路500 接收两个输入信号及两个本地振荡信号。在图6中，正交混波器电路600在 节点606及608接收第一输入信号，在节点607及609接收第二输入信号， 在节点614及616接收第一本地振荡信号，以及在节点610及612接收第二 本地振荡信号。第一输入信号及第二输入信号的频率相同，但相位相差90度。
根据上述公开的系统及方法，本发明实施例有诸多优点，例如高线性度的效能表现。除此之外，本发明实施例不需要在输入端和输出端使用有源转 导组件，即可达成"产生正交相位"及"混频"的目的。
综上所述，本发明实施例所公开的混波器包含多相位滤波器及电位混波 器。多相滤波器用来产生线性的正交信号，而电位混波器用来对正交信号执 行频率转换操作，同时，电位混波器的输出信号具高线性度。
以上所述仅为本发明的优选实施例，凡依本发明权利要求所做的等效变 化与改进，皆应属本发明的涵盖范围。
权利要求
1.一种电路，包含有多相滤波器，用来产生线性的正交信号；以及电位混波器，用来对所述正交信号执行频率转换操作；其中，所述电位混波器的输出信号具有高线性度。
2. 如权利要求l所述的电路，其中，所述电位混波器包含有 输入级；中介级，耦接于所述输入级；以及 至少一个差动放大器，耦接于所述中介级。
3. 如权利要求l所述的电路，其中，所述中介级仅包含无源组件，用于 电流模式的操作。
4. 如权利要求l所述的电路，其中，所述电位混波器的所述输出信号的 电压摆幅是轨对轨的。
5. 如权利要求l所述的电路，其中，所述多相滤波器用来对输入信号执 行90度分波，以产生所述正交信号。
6. 如权利要求1所述的电路，其中，所迷频率转换操作是降频转换操作。
7. 如权利要求l所述的电路，其中，所述电位混波器至少包含差动放大 器，而所述电位混波器的输出电压摆幅由所述差动放大器的输出线性度所限 制。
8. 如权利要求l所述的电路，其中，所述多相滤波器包含输入端。
9. 如权利要求l所述的电路，其中，所述多相滤波器包含多个输入端。
10. 如权利要求l所述的电路，其中，所述多相滤波器包含本地振荡输 入端。
11. 如权利要求l所述的电路，其中，所述多相滤波器包含多个本地振 荡输入端。
12. —种方法，包含有 通过多相滤波器，产生线性的正交信号；以及通过电位混波器，对所述正交信号执行频率转换操作； 其中，所述电位混波器的输出信号具有高线性度。
13. 如权利要求12所述的方法，其中，所述电位混波器包含有输入级；中介级，耦接于所述输入级；以及至少一个差动放大器，耦接于所述中介级。
14. 如权利要求12所述的方法，其中，所述中介级仅包含无源组件，用 于电流模式的操作。
15. 如权利要求12所述的方法，其中，所述电位混波器的所述输出信号 的电压摆幅是轨对轨的。
16. 如权利要求12所述的方法，其中，所述多相滤波器用来对输入信号 执行90度分波，以产生所述正交信号。
17. 如权利要求12所述的方法，其中，所述频率转换操作是降频转换操作。
18. 如权利要求12所述的方法，其中，所述电位混波器至少包含差动放 大器，而所述电位混波器的输出电压摆幅由所述差动放大器的输出线性度所限制。
19. 如权利要求12所述的方法，其中，所述多相滤波器包含输入端。
20. 如权利要求12所述的方法，其中，所述多相滤波器包含多个输入端。
全文摘要
本发明提供一种混波器。该混波器包含多相滤波器，用来产生线性的正交信号；以及电位混波器，用来对该正交信号执行频率转换操作；其中，该电位混波器的输出信号具有高线性度。
文档编号H03D7/16GK101615889SQ200910137728
公开日2009年12月30日 申请日期2009年4月29日 优先权日2008年6月24日
发明者吕季垣 申请人:雷凌科技股份有限公司