专利名称：D类音频放大器及方法
技术领域：
本发明涉及模拟集成电路，尤其涉及D类功率放大器。
背景技术：
近年来，D类放大器已经广泛应用于音频设备。D类放大器具有高效小巧的优点， 降低了对散热和电源的要求。D类功率放大器的工作原理是，将模拟或数字音频信号变换成 高频脉冲宽度调制(PWM)信号，然后用生成的PWM信号驱动功率M0SFET，这些功率MOSFET 或者构成半桥拓扑，或者构成全桥拓扑。最后采用无源低通滤波器将功率MOSFET的输出信 号变换为适用于音频扬声器的低频模拟波形信号。上述D类放大器的实施方法相对简单。然而，要产生高质量的音频信号，这些放大 器还有许多值得研究的问题。其中一个主要的问题是，由于电源噪声和非理想输出级造成 的输出模拟信号变差。对于半桥拓扑，由于本质上是单端结构，因此没有共模抑制，放大器电源的所有噪 声都会直接耦合到输出。对于数字D类放大器，这种不希望的影响会更加严重，其中的功率 MOSFET管在电源和输出之间被切换，并且电源还被用作电压参考。因此，没有附加噪声消除 结构的情况下，半桥D类放大器的电源抑制比(PSRR)是无法接受的。与半桥拓扑不同，全桥 D类放大器具有足够的共模抑制能力，同样的电源供电，差分输出能够消除电源噪声在输出 端的影响。然而，全桥D类放大器仍然会受到电源瞬态特性的影响，这种瞬态特性是由于负 载的变化引起直流电源的变化。而且，开关电路中非理想的功率MOSFET管和不匹配也会降 低全桥拓扑的PSRR性能。D类音频放大器所常用的另一种抑制噪声的方法是西格玛-德尔塔(sigma delta)调制器结构。西格玛_德尔塔(sigma delta)调制器将噪声调制为高频，然后采用 低通滤波器仅让音频模拟信号输出。图1为现有的D类放大器100的示意图，示出了采用 西格玛-德尔塔(sigmadelta)调制器结构来提高噪声抑制能力。现有的D类放大器100 在输入端子101接收模拟输入信号(Vin)。西格玛_德尔塔(sigma delta)调制器包括加 法电路102、连接到比较器104的积分器103，以及锁存器105，该锁存器105将反馈的输出 信号和模拟输入信号(Vin)的差值变换为位信号流，位信号流反映的是施加在原始模拟输 入信号(Vin)上的量化的噪声毛刺。开关电路107包括高端MOSFET晶体管107_1和低端 MOSFET晶体管107_2，两管工作在交替导通模式，对位信号流进行脉冲调制。为了重新得到 原始的PWM输入信号(Vin)，采用简单的LC低通滤波器109来滤除已经调制为高频的噪声 毛刺。然而，这种技术对于PWM输入是存在缺陷的，因为输出频率不是被直接控制并且会受 到器件变化的影响。而且，现有的D类音频放大器，对于非理想的功率MOSFET晶体管107_1、 107_2和积分器103所造成的畸变，没有校正的环节。积分器103的时间常数可能会影响开 关电路107的开关速率。而且，开关电路107输出端的电感电流会无意中将驱动控制信号 的脉冲宽度延伸或缩短。
本发明提供了一种高性能D类音频放大器电路，可以有效地消除噪声和畸变。本 发明揭示的D类放大器包括调制器电路，用来接收PWM输入信号并产生控制信号，驱动控 制电路，开关电路和反馈电路。驱动控制电路给开关电路产生驱动控制信号。驱动控制信 号包括针对输出信号中噪声和畸变的补偿信号，补偿信号的实现是通过基于控制信号的信 息，在每个周期选择是第一脉冲信号还是第二脉冲信号。本发明还揭示了一种D类音频放大器中降低信号畸变的方法，该方法包括提供 输出反馈信号，将输出反馈信号和输入信号的差值信号量化并获得控制信号；基于控制信 号，调制输出信号的占空比，在每个周期结束的时刻补偿输出信号。本发明采用上述结构和/或方法，通过将输出信号反馈并基于其得到控制信号， 滤除调制为高频的噪声毛刺，并调制输出信号的占空比，可以有效地消除噪声和畸变，得到 更高品质的音频输出。
借助于实施例对本发明给予了详细的描述，并且不限制于附图。图1示出了现有技术D类音频放大器的结构图，其采用西格玛-德尔塔(sigma delta)调制器拓扑来抑制不希望的噪声。图2示出了根据本发明一个实施例的D类音频放大器结构图，其具有提供经补偿 驱动信号的驱动控制电路。图3示出了根据本发明一个实施例的驱动控制电路结构图，该驱动控制电路包括 第一脉冲宽度调制电路和第二脉冲宽度调制电路。图4示出了本发明驱动控制电路的一个实施例的示意图。图5是根据本发明一个实施例的时序图，示出了图4中所示驱动控制信号的工作原理。图6是根据本发明一个实施例的时序图，示出了图2中D类音频放大器电路的工
作原理。图7示出了根据本发明一个实施例的D类音频放大器中实现高质量音频信号方法 的流程图。
具体实施例方式为了提供对本发明彻底的理解，在下面的描述中，提供了大量的细节。然而，对于 熟知本领域的普通技术人员来说，很显然这些具体细节不是实施本发明所必需的。需要声 明的是，发明内容及具体实施方式
意在证明本发明所提供技术方案的实际应用，不应解释 为对本发明保护范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理内，当可作各种修改、 等同替换或改进。本发明的保护范围以所附权利要求书为准。为了避免模糊本发明，一些 与实现相关的公知方法没有具体地描述。图2示出了根据本发明一个实施例的D类音频放大器200的结构示意图。D类音 频放大器200接收脉冲宽度调制输入信号PWMin,并通过第一电阻202将其变换为PWM输入 电流信号。PWM输出信号PWMot通过第二电阻210变换为PWM输出电流信号。PWM输出电流信号通过反馈电路209反馈到输入端201。减法器203将PWM输出电流信号从PWM输入 电流信号中减去。得到的差值信号PWM包括噪声毛刺和PWM输入信号，将差值信号传送到 积分器204，这样差值信号的平均值PWMa就可以被估算出来。然后，差值信号平均值PWMa 通过比较器205进行量化，获得控制信号PWMq。本领域的技术人员应当知道，这里的205可 以是多级电路，并且不应限制为比较器。比较器205将差值信号平均值PWMa与第一参考电 压Vfef+和第二参考电压VFEF_作比较。只有当噪声毛刺超过这两个参考值时，噪声毛刺才会 被量化为逻辑高信号或者逻辑低信号。换言之，不希望出现的噪声毛刺被调制为高频。驱 动控制电路206接收控制信号PWMq，并且基于PWM输入电流信号的信息调制每个脉冲的宽 度，补偿由后级非理想的开关电路207所造成的畸变。根据一个实施例，驱动控制电路206 选择或者更长或者更短的脉冲信号，脉冲信号的宽度是由脉冲的伸展畸变决定的，而脉冲 的伸展畸变是由开关电路207的元件造成的。PWM输出信号PWMout输入到低通滤波器211， 低通滤波器211会滤除噪声信号仅留下希望得到的音频信号VOT。此外，根据本发明的一个 实施例，PWM输出信号PWMott的所有畸变都将被驱动控制电路206校正。最后，低通滤波器 211的输出连接到音频扬声器212。本领域的技术人员应当知道，对于感性负载，即感性扬 声器，低通滤波器211是不需要的。 图3是D类音频放大器300 —个实施例的模块图，包括根据本发明一个实施例的 驱动控制电路的结构。D类音频放大器300包括接收PWM输入信号PWMin的PWM输入端子 301。接下来，电位偏移电路302连接到PWM输入端子301，将PWM输入信号变换为开关电 路320中功率MOSFET晶体管的信号等级。然后电位偏移电路302的输出连接到调制器电 路303，调制器电路303还接收PWM输出信号PWMQUT。一个实施例中，电位偏移电路302的 输出和PWM输出信号PWMtm先被变换为电流信号，以确定两者之差值。调制器电路303的 输出传送到驱动控制电路310。驱动控制电路310的输出又驱动开关电路320。如图3所示，一个实施例中，驱动控制电路310包括延迟电路311、第一脉冲宽度 调制电路312、第二脉冲宽度调制电路313、多路选择器314，以及包括锁存器316和反相器 315的选择器电路。延迟电路311接收PWM输入信号PWMin,产生延迟信号PWMdly。接下来， 延迟信号PWMdly分别耦接到第一脉冲宽度调制电路312和第二脉冲宽度调制电路313。PWM 输入信号PWMin也分别耦接到第一脉冲宽度调制电路312和第二脉冲宽度调制电路313。 第一脉冲宽度调制电路312的输出PWlt和第二脉冲宽度调制电路313的输出PWMs耦接到 多路选择器314。锁存器316的输入端接收调制器电路303输出的控制信号PWMq，锁存器 316的时钟端子连接到反相器315的输出，反相器315的输入端连接到延迟电路311的输 出PWMdly。含有驱动控制电路310的D类音频放大器300的工作原理将在图5和图6中详 细描述。图4所示为根据本发明的一个实施例的驱动控制电路400的示意图。结构上，驱 动控制电路400包括延迟电路402，延迟电路402连接到输入端401接收脉冲宽度调制输入 信号PWMin。延迟电路402的输出连接到与非门403和或非门404。本实施例中，与非门403 是图3中第一脉冲宽度调制电路312的一个举例，而或非门404是图3中第二脉冲宽度调 制电路313的一个举例。与非门403和或非门404的另一个输入端连接到输入端401。或 非门404的输出端连接到多路选择器405。输出端409输出与非门403的输出信号PWMs, 或者或非门404的输出信号PWMy输出信号的选择根据连接到反相器408的锁存器407的命令。一个实施例中，锁存器40 7是D时钟触发器。D时钟触发器407的D输入端连接到端子406，接收调制器电路303输出的控制信 号PWMq。D时钟触发器407的Q输出端分别连接到反相器408的输入端和多路选择器405 的第二选择端。反相器408的输出端连接到多路选择器405的第一选择端。如图4所示的 一个实施例中，多路选择器405包括第一反相器405_1和第二反相器405_2。根据本发明一个实施例的教导，图5示出了驱动控制电路400的PWM信号的信号 图500 (也是信号时序图)。图线501代表了输入端401接收到的PWM输入信号PWMin,如 图所示，PWM输入信号PWMin501是一个脉冲宽度可变的脉冲宽度调制信号。图线502代表 了延迟电路402的输出信号PWMdly。从图线502可以看出，延迟信号PWMdly是PWM输入信号 PWMin被延迟了 S时间。在一个实施例中，延迟值δ经过严格选择，要比期望的PWM输出 信号PWMtm和畸变的PWM输出信号之间最大差值的等效脉冲宽度更大。否则，反馈环209 就不能在最差情况下校正畸变的PWM输出信号PWMcm。接下来，图线504代表了与非门403 的输出信号PWMS。如图4所示，与非门403在第一输入端接收PWM输入信号PWMin,在第二 输入端接收延迟的PWM输入信号PWMdly。只要有输入信号为低电平的情况下，输出信号PWMs 就变为高电平。另一方面，图线503代表了或非门404的输出信号PWMp自然地，输出信号 PWlt只有在输入信号都变为低电平时才变为高电平。最后，图线505示出了多路选择器405 的驱动控制信号PWMdk。在一个实施例中，D时钟触发器407的时钟信号为与非门403的输 出信号PWMS。每当输出信号PWMs变为低电平，D时钟触发器407锁存一个缩短的PWM信号 PWMs或者一个延长的PWM信号PWMp回到图2、图4和图5，PWM输入信号PWMin是从输入端子201输入的期望信号，延 迟信号PWMdly分别输入与非门403和或非门404。最终的输出信号是与非门403输出端处 一个脉宽缩短的脉冲宽度调制信号PWMs，和/或是或非门404输出端处一个脉宽延长的脉 冲宽度调制信号PWMp每个周期，由比较器205输出的控制信号决定，选择这两个PWM信号 (PWMl和PWMs)中的一个传送到MOSFET晶体管207_1和207_2的门极。例如，一个周期结 束的时刻，比较器205的输出变为高电平，意味着畸变的PWM输出信号PWMtm的平均电压值 小于期望的PWM输入信号PWMin的平均电压值。因此，PWM输出信号PWMtm的脉冲宽度被不 希望的缩短了。为了校正这个畸变的PWM输出信号PWMtm,需要一个比期望的PWM输入信号 PWMin脉冲宽度更长的PWM信号PWlt传送到MOSFET晶体管207_1和207_2的门极；因此通 过D时钟触发器407的“高”控制信号，选择了或非门404输出端处的信号PWMy这样在下一 个周期，一个比期望的PWM输入信号PWMin脉冲宽度更长的PWM信号PW^被传送到MOSFET 晶体管207_1和207_2的门极。另一方面，如果控制信号变为低电平，意味着畸变的PWM输出信号PWMottW平均电 压值大于期望的PWM输入信号PWMin的平均电压值。这样，PWM输出信号PWMtm的脉冲宽度 被不希望的延长了。因此，在与非门403输出端处一个脉冲宽度更窄的PWM信号PWMs被选 择，来补偿期望的PWM输入信号PWMin和畸变的PWM输出信号PWMott之间的差值。如图6所示，一系列的图线600示出了图4中D类音频放大器工作原理。图线601 再一次示出了端子301处的PWM输入信号PWMin。接下来，图线602代表了多路选择器314 输出端的驱动控制信号PWMdk。如图线602所示，每个脉冲的下降沿或者延长或者缩短。尤 其地，第一脉冲602_V的下降沿被延长了，然后第二脉冲602_W的下降沿被缩短了。相似地，第三脉冲602_X的下降沿被缩短了，而第四脉冲602_Y的下降沿被延长了。延迟的原因可 能是由于开关电路320中功率器件有限的、非线性的上升时间所造成的，和/或系统中线性 或非线性延迟造成的。开关电路320中功率器件的开通时间，和/或体二极管的反向恢复 时间等原因，会导致非线性上升时间的误差。如图6所示，图线603代表的是开关电路320输入端处的每个脉冲在输出端处产 生的相应脉冲。脉冲603_V，上升沿处有一个小的负误差。明显地，直到驱动控制信号PWMdk 改变时，PWM输出信号PWMott才能改变，所以存在延时。这些不希望的延时会导致高端功率 MOSFET晶体管207_1和低端MOSFET晶体管207_2的开通或关断变慢。因此，低通滤波器 211中的瞬时电感电流L将导致驱动控制信号PWMdk的脉冲宽度畸变。流向输入端201的 电感电流将导致PWM输出信号PWMtm脉冲宽度不希望的延长。否则，流向输出滤波器211的 电感电流l·将导致PWM输出信号PWMot脉冲宽度不希望的缩短。因此，图线604示出了含 有PWM输出信号PWMtm畸变的差值信号PWM。图线605代表的是积分器204之后的平均差 值信号。最后，图线606示出的是低通滤波器211输出的音频输出信号VOT。噪声毛刺被低 通滤波器211滤除，并且脉冲宽度畸变被驱动控制电路206补偿之后，就得到图线606 。如图7所示，流程图描述了提供D类音频放大器低畸变信号的方法700。方法700 包括提供输出的反馈信号，量化输出的反馈信号和输入信号的差值信号，获得控制信号；基 于控制信号，通过调制输出信号的占空比，在每个周期结束的时刻补偿输出信号。尤其地，步骤701，提供输出反馈信号。在一个实施例中，步骤701还包括将脉冲宽 度调制输入信号PWMin变换成输入电流信号，将开关电路的PWM输出信号PWMott变换成第二 输出电流信号。然后，第二输出电流信号被反馈到减法器，从输入电流信号中将第二输出电 流信号减去。步骤701通过反馈路径209、第一电阻202和减法器203实现。下一步，步骤702，输出的反馈信号和输入信号的差值被量化，得到控制信号。步骤 702通过图2中连接在减法器203和比较器205之间的积分器204实现。控制信号选择或 者较长的脉冲信号或者较短的脉冲信号来驱动开关电路207。最后，步骤703中，驱动开关电路的驱动控制信号的脉冲宽度，在每个周期通过控 制信号进行调制。尤其地，当PWM输出信号被缩短的情况，控制信号选择较长的脉冲。另一 方面，当PWM输出信号被功率MOSFET晶体管207_1和207_2延长的情况，控制信号选择较短 的脉冲。步骤703通过驱动控制电路310和D类音频放大器300实现。在一个实施例中， 步骤703通过本发明图4中的驱动控制电路400实现。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实 施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。需要声明的是，发明内 容及具体实施方式
意在证明本发明所提供技术方案的实际应用，不应解释为对本发明保护 范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理内，当可作各种修改、等同替换、或改 进。本发明所公开的实施例的其他变化和修改并不超出本发明的精神和保护范围。本发明 的保护范围以所附权利要求书为准。
权利要求
一种D类音频放大器，包括调制器电路，接收脉冲宽度调制PWM输入信号和PWM输出信号的反馈信号，提供控制信号；驱动控制电路，电气耦接到所述调制器电路，产生驱动控制信号，驱动控制信号基于所述控制信号，在每个周期通过选择第一脉冲信号或者第二脉冲信号，补偿PWM输出信号；开关电路，电气耦接到所述驱动控制电路，响应于所述驱动控制信号切换开关的开通和关断，产生所述的PWM输出信号；和反馈电路，电气耦接到所述开关电路和所述调制器电路，接收所述PWM输出信号，提供所述PWM输出信号的反馈信号。
2.如权力要求1所述的D类音频放大器，其中所述调制器电路通过量化所述PWM输入 信号和所述PWM输出信号的反馈信号之间的平均差值，提供所述控制信号。
3.如权力要求1所述的D类音频放大器，还包括输入端，电气耦接到所述调制器电路，接收所述PWM输入信号； 输出端，电气耦接到所述开关电路，输出模拟音频信号。
4.如权力要求1所述的D类音频放大器，还包括输出滤波器，电气耦接到所述开关电路，响应于所述PWM输出信号产生所述模拟音频信号。
5.如权力要求1所述的D类音频放大器，还包括第一变换器，电气耦接到所述调制器电路，将所述PWM输入信号变换成PWM输入电流信号；第二变换器，电气耦接到所述开关电路，将所述PWM输出信号变换成PWM输出电流信号。
6.如权力要求4所述的D类音频放大器，其中所述第一变换器还包括第一电阻，所述第 二变换器还包括第二电阻。
7.如权力要求3所述的D类音频放大器，还包括电位偏移电路，电气耦接在所述输入端和所述调制器电路之间。
8.如权力要求1所述的D类音频放大器，其中所述驱动控制电路还包括 延迟电路，接收所述PWM输入信号；第一脉冲宽度调制电路，电气耦接到所述延迟电路，产生脉冲宽度比所述PWM输出信 号之脉冲宽度更长的第一脉冲信号；第二脉冲宽度调制电路，电气耦接到所述延迟电路，产生脉冲宽度比所述PWM输出信 号之脉冲宽度更短的第二脉冲信号；多路选择器，电气耦接到所述第一脉冲宽度调制电路和所述第二脉冲宽度调制电路， 选择所述第一脉冲信号或者所述第二脉冲信号；选择器电路，电气耦接到所述多路选择器和所述调制器电路，基于所述控制信号，控制 所述多路选择器电路选择或者所述第一脉冲信号或者所述第二脉冲信号。
9.如权力要求8所述的D类音频放大器，其中所述选择器电路还包括 反相器，电气耦接到所述延迟电路；和触发器电路，电气耦接到所述反相器、多路选择器和调制器电路。
10.如权利要求9所述的D类音频放大器，所述反相器的输入端耦接延迟电路，其输出 端耦接所述触发器电路的时钟端；所述触发器电路的D输入端耦接调制器电路的输出端，Q 输出端耦接所述多路选择器。
11.如权力要求8所述的D类音频放大器，其中所述第一脉冲宽度调制电路还包括或非 电路。
12.如权力要求8所述的D类音频放大器，其中所述第二脉冲宽度调制电路还包括与非 电路。
13.如权力要求1所述的D类音频放大器，其中所述开关电路还包括以半桥拓扑电气连 接在一起的多个MOSFET晶体管。
14.如权力要求13所述的D类音频放大器，其中所述多个MOSFET晶体管还包括高端 MOSFET器件和低端MOSFET器件，所述高端MOSFET器件和低端MOSFET器件串联耦接，所述 高端MOSFET器件的门极电气耦接到所述驱动控制电路，其漏极电气耦接到第一供电电压， 其源极电气耦接到所述低端MOSFET器件的漏极，所述低端MOSFET器件的门极电气耦接到 所述驱动控制电路，其源极电气耦接到第二供电电压。
15.如权力要求1所述的D类音频放大器，其中所述开关电路还包括多个以全桥拓扑电 气连接在一起的MOSFET晶体管。
16.如权力要求15所述的D类音频放大器，其中所述开关电路还包括第一高端MOSFET器件，其门极电气耦接到所述驱动控制电路，其漏极电气耦接到第一 供电电压；第一低端MOSFET器件，所述第一高端MOSFET器件的源极电气耦接到所述第一低端 MOSFET器件的漏极，所述第一低端MOSFET器件的门极电气耦接到所述驱动控制电路，其源 极电气耦接到第二供电电压；第二高端MOSFET器件，其门极电气耦接到所述驱动控制电路，其漏极电气耦接到第一 供电电压；和第二低端MOSFET器件，所述第二高端MOSFET器件的源极电气耦接到所述第二低端 MOSFET器件的漏极，所述第二低端MOSFET器件的门极电气耦接到所述驱动控制电路，其源 极电气耦接到第二供电电压。
17.如权力要求3所述的D类音频放大器，其中所述调制器电路还包括减法器，电气耦接到所述输入端和所述反馈电路；积分器，电气耦接到所述减法器；和比较器，电气耦接到所述积分器。
18.—种产生模拟信号的方法，包括提供输出反馈信号；量化所述输出反馈信号和输入信号的差值，获得控制信号；和基于所述控制信号，调制所述输出信号的占空比。
19.如权力要求18所述的方法，其中所述调制输出信号占空比还包括由所述控制信号 决定选择第一脉冲信号或第二脉冲信号。
20.如权力要求18所述的方法，其中所述调制输出信号占空比还包括针对输入信号选择预设的延迟值；按所述的预设延迟值延迟所述输入信号，产生第一脉冲信号和第二脉冲信号；和 选择所述第一脉冲信号或者所述第二脉冲信号。
21.如权力要求18所述的方法还包括对所述输出信号进行滤波，产生音频模拟信号。
22.如权力要求18所述的方法，其中所述提供输出反馈信号还包括将所述输入信号变 换成输入电流信号，将所述输出信号变换成输出电流信号。
23.如权力要求18所述的方法，其中所述量化输出反馈信号和输入信号的差值还包括将所述输出反馈信号从所述输入信号中减去，获得差值信号； 将所述差值信号进行积分，获得平均信号；和将所述平均信号与第一参考信号和第二参考信号比较，获得所述控制信号。
全文摘要
本发明提供了一种高性能D类音频放大器电路的方法和装置，包括调制器电路，用来接收PWM输入信号并且产生控制信号，驱动控制电路，开关电路和反馈电路。驱动控制电路用来为开关电路产生驱动控制信号。驱动控制信号在每个周期提供补偿信号，补偿PWM输出信号中的噪声和畸变，补偿信号的实现是通过基于控制信号的信息，在每个周期选择是第一脉冲信号还是第二脉冲信号。
文档编号H03K5/00GK101958691SQ200910308850
公开日2011年1月26日 申请日期2009年10月27日 优先权日2008年10月31日
发明者杰夫·科托夫斯基, 殷奇章 申请人:成都芯源系统有限公司