专利名称：一种毫米波单片正交下变频器的制作方法
技术领域：
本实用新型属于电子技术领域，涉及毫米波单片正交下变频器，可直接应用于雷达、通 讯等系统。
背景技术：
随着微波通讯技术的迅速发展，人们对通讯设备的要求也越来越高。体积小，重量轻， 可靠性高，稳定性好等优点使得微波单片集成电路(MMIC)在微波通讯领域逐渐取代了波 导系统和混合集成电路。微波单片集成电路是用半导体工艺把有源器件、无源器件和微波传 输线、互连线等全部制作在一片砷化镓或硅片上而构成的集成电路。
下变频器是超外差式微波集成电路接收系统中必不可少的部件。无论是微波通信、雷达 、遥控、遥感、还是侦察与电子对抗，以及许多微波测量系统，都必须将微波信号用混频器 降到中低频来进行处理。至今各种微波系统中几乎都采用了集成电路下变频器，主要是因为 集成式混频器体积小，性能稳定可靠，设计技术成熟，而且结构灵活多样，可以适合各种特 殊应用。
由于毫米波的工作频率高，在传统的基波混频方式中高稳定本振源实现较为困难。而二 次谐波混频器(Sub-harmonic Mixer)使用的本振频率降低为基波频率的二分之一，降低了本振 源的实现难度，减少了系统成本，因此在毫米波频段二次谐波混频器结构被广泛采用。
现有的一种正交二次谐波下变频器芯片结构如图1所示(见K.S.Ang, M. Chongcheawchamnan, D. Kpogla, P.R. Young, I.D. Robertson, D. Kim, M. Ju, and H. Seo， "Monolithic Ka-band even-harmonic quadrature resistive mixer for direct conversion receivers," in 及flrf/0 i^egwenqy 7nfegrafetf C7 rwhZ)/g., Phoenix, AZ， May 2001 ， pp. 169-172.)，包
括采用威尔金森电桥作为等幅同相功分电路1、由马卡德巴伦和两个pHEMT三级管组成的偶 次谐波混频单元2、采用由串联高阻抗微带线和并联电容组成的低通滤波器作为中频滤波电 路3和采用兰格电桥作为等幅0°/90Q功分电路4。 LO信号通过威尔金森电桥等幅同相分配到 两个偶次谐波混频单元；RF信号通过兰格电桥分为等幅0。/90。两路信号，分别加到两个偶次 谐波混频单元；在中频口，采用由串联高阻抗微带线和并联电容组成的低通滤波器为中频滤 波电路滤出中频信号，实现了正交解调。混频单元采用阻性FET混频，LO信号经过马卡德 巴伦变为等幅反向信号，分别加到两个PHEMT三级管栅极，RF信号等幅同相加到两个 PHEMT三级管漏极，这就实现了偶次谐波混频。在30-40GHz工作频带内变频损耗大于15dB,具有较高的变频损耗。 发明内容
本实用新型所提供一种基于PHMET工艺的毫米波单片正交下变器，以克服传统正交下 变器中变频损耗大的缺点，同时不增加芯片面积。
本实用新型的详细技术方案为
一种毫米波单片正交下变频器，如图2所示，包括等幅同相功分电路l、两个偶次谐波 混频单元2、两个中频滤波电路3、作为等幅0°和90°功分电路的兰格电桥4和低噪声放大电 路5五个单元；低频信号LO通过等幅同相功分电路1等幅同相地分配到两个偶次谐波混频 单元2;射频信号RF首先通过低噪声放大单元5放大，再通过作为等幅0°和卯°功分电路的 兰格电桥4分为等幅的0。和90。两路信号，分别加到两个偶次谐波混频单元2;在中频口， 采用中频滤波电路3滤出所需的中频正交信号。
本实用新型通过在射频信号RF输入口引入低噪声放大单元，大大减小了整个单片正交 下变频器的变频损耗，同时不增加芯片面积。
所述低噪声放大电路5采用两级放大结构，其结构如图3所示，其增益可达10dB，可大 大减小单片正交下变频器的变频损耗。
本实用新型基于PHMET工艺，通过在现有的毫米波单片正交下变器中的射频信号RF 输入口引入低噪声放大单元，大大减小了整个单片正交下变频器的变频损耗，同时不增加芯 片面积。同时采用Lange Coupler和Marchand Balun等宽带电路实现信号的功分，从而实现 了整个正交下变频器的宽带特性。
图1是现有的一种正交二次谐波下变频器芯片结构图。
图2是本实用新型提供的毫米波单片正交下变频器的结构图。
图3是中低噪声放大单元5的结构示意图。
图4是本实用新型提供的毫米波单片正交下变频器的变频损耗测试结果。 图5是本实用新型提供的毫米波单片正交下变频器的幅度和相位不平衡度测试结果。
具体实施方式
一种单片正交下变频器，如图2所示，包括采用输入、输出端口阻抗相匹配的T接头网 络的等幅同相功分电路l、由电容加载技术的马卡德巴伦(见发明专利申请公开说明书"一种镜频抑制混频器"，申请号200510022225.8，公开号CN 1808893A)和两个混频管组成 的偶次谐波混频单元2、采用一段义/2开路线实现的中频滤波电路3、采用兰格电桥的等幅
0。/90。功分电路4、低噪声放大单元5; RF信号通过兰格电桥分成0。/9(T两路信号分别加到两 个偶次谐波混频单元，而LO信号通过T接头网络等幅同相分配到两个偶次谐波混频单元； 混频单元采用阻性FET混频，LO信号经过马卡德巴伦变为等幅反向信号，分别加到两个 PHEMT三级管栅极，RF信号等幅同相加到两个PHEMT三级管漏极，这就实现了偶次谐波 混频。
两级低噪声放大器芯片的电路拓扑结构如图3所示，有源器件选择耗尽型PHEMT器件， 该器件的夹断电压VT为-0.9V，为实现较小的功耗，采用1.5V漏电压供电，栅源电压为-0.4V。 第一级和第二级放大器的PHEMT三级管栅宽分别取26x4)imi和22x4pm。由于所设计的低噪 声放大器芯片带宽较宽，匹配电路设计以中心频率为基础，以保证中心频率附近有最好的电 路性能。采用微波电路仿真软件Agilent-ADS对该放大器电路进行仿真和优化，
所述T接头网络的输入端采用50欧姆微带线，两个输出端采用IOO欧姆微带线，以实现 输入、输出端口的阻抗匹配。
对于兰格电桥，首先采用已有的公式计算出兰格电桥的初始尺寸，再用电磁仿真软件 HFSS对电路进行仿真和优化，最后得到兰格电桥在30-40GHz的频率范围内幅度不平衡度小 于0.5dB,相位不平衡度小于1度。
对于偶次谐波混频单元，由于采用了二次谐波混频，LO频率相对较低，常用的马卡德巴 伦的A/4耦合线长度相对于芯片来说很长，不利于在芯片上实现，因此采用集总参数元件加
载的办法来縮小马卡德巴伦尺寸，其偶合线长度縮小为未加载马卡德巴伦耦合线长度的八分 之一，大大縮小了马卡德巴伦面积。为保证设计的准确性，运用三维电磁场仿真软件对该电 容加载MarchandBalun进行仿真优化，仿真模型如图4所示，仿真结果为幅度不平衡度小 于ldB,相位不平衡度小于1度。
阻性FET混频一般需要在三极管栅极加一负电压，以使三极管处于夹断状态，实现开关 混频，提高混频效率。在本设计中，采用增强型pHEMT (或HEMT)管作为混频管，在不 加栅偏压的情况下，该管已处于截止状态，因此可以去掉栅偏置电路，简化电路设计，縮小 芯片面积。
对于中频滤波电路，在IF 口采用一段;i/2开路线实现对RF信号的抑制，防止RF信号从中频口泄漏，IF信号从距开路点A/4处取出。
在RF为32—38GHz， IF固定在60MHz，对该下变频器进行测试RF输入功率为一20dBm， LO输入功率为12dBm;变频损耗测试结果如图6所示，在36.5GHz处获得了最佳的变频损 耗，约为10dB;两路中频正交信号的幅度和相位不平衡度如图7所示，其幅度不平衡度小于 2.1dB,相位不平衡度小于15度。
权利要求1、一种毫米波单片正交下变频器，包括等幅同相功分电路(1)、两个偶次谐波混频单元(2)、两个中频滤波电路(3)、作为等幅0°和90°功分电路的兰格电桥(4)，其特征在于，还包括一个低噪声放大电路(5)；低频信号LO通过等幅同相功分电路(1)等幅同相地分配到两个偶次谐波混频单元(2)；射频信号RF首先通过低噪声放大单元(5)放大，再通过作为等幅0°和90°功分电路的兰格电桥(4)分为等幅的0°和90°两路信号，分别加到两个偶次谐波混频单元(2)；在中频口，采用中频滤波电路(3)滤出所需的中频正交信号。
2、 根据权利要求1所述的毫米波单片正交下变频器，其特征在于，所述低噪声放大电 路(5)采用两级放大结构。
专利摘要一种毫米波单片正交下变频器，属于电子技术领域，涉及毫米波单片正交下变频器。本实用新型基于PHMET工艺，通过在现有的毫米波单片正交下变器中的射频信号RF输入口引入低噪声放大单元，大大减小了整个单片正交下变频器的变频损耗，同时不增加芯片面积。同时采用兰格电桥(Lange Coupler)和马卡德巴伦(Marchand Balun)等宽带电路实现信号的功分，从而实现了整个正交下变频器的宽带特性。本实用新型可应用于雷达、通讯等系统中。
文档编号H03D7/16GK201403073SQ20092007942
公开日2010年2月10日 申请日期2009年3月6日 优先权日2009年3月6日
发明者涛 杨, 杨自强 申请人:电子科技大学