专利名称：一种桥式输出电源电压自适应可变的音频功率放大器的制作方法
技术领域：
本发明属于功率放大器技术领域，具体涉及一种桥式输出电源电压自适应可变的 高效音频功率放大器电路。
背景技术：
随着多媒体技术的发展，音频功率放大器在音视频类电子产品中的应用越来越广 泛，在面向消费者的多媒体设备中，大多采用电池供电以提高便携性。功率放大器具有较大 的功率损耗，因此提高功率放大器的效率，对于提高这类便携式设备的电池使用时间极为 关键。虽然工作于开关模式的D类放大器可以提供无与伦比的高效率，但是与之相伴的EMI 问题始终是限制其应用的一个障碍。虽然正负电源电压可变的设计已经被发明公开，但是 正负电源电压对工艺要求较高，需要三阱工艺支持。本发明设计的增益变换电路配合片上 产生的可变电源电压可以有效的提高放大器的效率，而且与标准η阱CMOS工艺兼容，片外 只需一个小的滤波电感和滤波电容，是低成本高性能的解决方案。而且由于开关工作不在 信号路，所以没有严重的EMI问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种桥式输出电源电压自适应可变的高效音频功率放大
ο本发明提出的音频功率放大器，由信号电平检测电路、电源电压变换电路和桥式 输出驱动电路组成，如图1所示。其中，Ull为信号电平检测电路，U22为电源电压变换电 路，U33为桥式输出驱动电路。该音频放大器用于驱动扬声器等阻性负载。由于音频功率 放大器工作在固定增益，通过检测输入信号可以判断输出信号的幅度。信号电平检测电路 Ull检测输入信号幅度，当输入差分信号VIND的幅度超过既定的阈值信号VTH时，输出信号 进入压缩模式。桥式输出驱动电路U33输出的两路信号的一路被钳位于一直流电压，另一 路信号则以原来两倍的幅度变化。这样两路信号的差值仍然与原信号幅度一致，输出负载 RL得到的信号是两侧信号差值，负载上信号的幅度与压缩前相比没有变化，信号没有失真。 信号电平检测电路Ull同时为电源电压变换电路U22提供参考电压VREF。当输入差分信 号VIND幅度低于既定阈值VTH时，VREF等于VREF_Bottom，当输入信号VIND幅度超过既定 阈值VTH时，信号被压缩，此时VREF跟随以两倍幅度变化的输出信号并保持一较小的裕量。 电源电压变换电路U22产生的可变电源电压HVDD，作为桥式输出驱动电路U33的电源。本发明中，信号电平检测电路如图2所示。图中Ul为预放大电器，该电路为全差 分放大电路，闭环放大倍数为4倍。输出的两路差分信号是vn2和vp2。电阻R1 R4组成 电阻串联分压网络，这四个电阻的阻值都是25ΚΩ。电阻Rf R4的串联网络的两端接在预 放大器Ul的输出vn2和vp2，经电阻分压可以得到2倍的差分信号vnl与vpl。其中电阻 Rl与R2的连接点为vnl，电阻R3与R4的连接点为vpl，电阻R2与R3的连接点vcm是输 出差分信号的共模电压，该电压作为预放大器Ul的共模反馈信号，同时送入数据选择器U2和U3，数据选择器U2和U3用来选择送入图1中桥式输出驱动电路的电压vn和vp。图2 中，U4和U5是迟滞比较器，U4用来比较vn2和参考电压vref，U5用于比较vp2和参考电 压vrefO。参考电压vref等于输出共模电压减去信号转换阈值电压VTH，当vn2(vp2)低于 vrefO时，迟滞比较器U4(U5)输出sl(s2)为高电平，表明信号幅度较大，需要进行增益变 化。迟滞比较器U4的输出si和迟滞比较器U5的输出s2作为数据选择器U2和U3的控制 信号。当si为高电平时，数据选择器U2和U3的输出vn和vp分别等于vn2和vcm ；当s2 为高电平时，数据选择器U2和U3的输出vn和vp分别等于vcm和vp2，；当sl，s2都为低电 平时，数据选择器U2和U3的输出vn和vp分别等于vnl和vpl。增益变换电路的另两个模 块是由参考电压选择电路U6和放大器U8以及电阻R5 R8组成的电源参考电压产生电路， 以及输出共模电压选择电路U7。参考电压选择电路TO，U7都由信号s 1，s2控制，参考电压 选择电路U6的三个输入信号是vnl，vrefl，vn2。其中vrefl是一个1.4V直流参考电压。 当sl和s2都是低电平时，vsel等于vrefl，当sl为高电平时，vsel等于vnl,当s2为高 电平时，vsel等于vn2。vsel经放大器U8和电阻R5 R8组成的放大单元得到参考电压选 VREF，其中R5=R6，R7=R8，R8与R6的电阻比值为4。电阻R5 R8和U8组成的电路运算功能 为VREF=vref4+(vref5-vsel)R8/R6。该电路将参考电压选择电路TO的输出信号vsel变换 得到电源参考电压VREF。U7是输出共模电压选择电路，用于给图1中的桥式输出驱动电路 提供输出共模参考电压，vref2和vref3是直流参考电压分别等于0. 2V和0. 7V。当sl和 s2都为低电平时，VOCM等于vref3。当sl或s2中有高电平时，VOCM等于vref2。该信号 电平检测电路的输出信号如图5所示。本发明根据输入音频信号的幅度对桥式输出的两侧信号进行增益处理，当输入信 号幅度较小时，桥式输出两侧的信号差分放大，输出共模电压维持在可变电源电压的中点。 当输入信号幅度较大时，桥式输出一侧的信号进行增益压缩，这一侧的输出电压固定在某 一接近GND的较低电位，桥式输出另一侧的信号进行增益扩展，这一侧的输出电压按照原 来两倍的幅度变化。结果两路输出的差分信号保持原来的信号幅度，保证了负载上的信号 没有失真。由于正极性可变电源电压可以提高最高输出电压至接近电源电压，因此这种增 益扩展方式可以提高输出电压的动态范围。由于可变电源电压跟随输出信号的幅度变化， 在大信号输出时，放大器功率管上的压降始终等于设定的电压裕量，该裕量在保证信号不 失真的前提下尽量设计的小，以提高放大器整体的效率。与AB类放大器相比，采用信号增 益处理结合自适应电源电压设计的线性功率放大器效率提高接近一倍。本发明可应用于诸如手机，MP3，笔记本电脑等电池供电的便携式设备中。
图1是带信号增益处理电路的电源电压可变音频功率放大器。图2是信号电平检测电路。图3是音频放大器的单端电压传递函数。图4是经过信号增益变换后图1所示音频功率放大器的输出von，νορ以及可变 电源电压HVDD的波形示意图。图5是图1中中间信号vn，vp, vocm的波形示意图。图6是设计的音频功率放大器效率与传统AB类放大器归一化的效率曲线。
图7是设计的音频功率放大器的THD仿真曲线。
具体实施例方式以下根据附图及设计实例对本发明进行详细说明。本发明设计的是一种用于单相桥式输出电源电压自适应可变的高效音频功率放 大器的信号增益变换电路。该电路的典型应用结构如图1所示。音频放大器主要由以下几 部分组成⑴信号电平检测电路，该部分电路检测输入信号VIND的幅度，当输入信号VIND 的幅度较小时，信号电平检测电路产生固定的参考电压VREF给电压转换电路。在本实例中 该固定参考电压为1. 4V。同时信号检测电路把输入差分信号，共模信号vcm，以及桥式输出 级的输出共模电压vocm传输给桥式结构的输出放大器。此时，两个输出放大器输出反相变 化的信号。当输入信号幅度超过给定的阈值信号VTH时，信号电平检测电路进入增益压缩 模式，信号电平检测电路输出的两路信号vn，vp —路等于vcm，另一路以原来两倍的幅度变 化，而提供给桥式输出结构的输出共模电压vocm也从0. 7下降到0. 2V。在信号幅度较大 的情况下，输出的VREF信号跟随输出电压中较高的一个并保持0. 2V的裕量。信号电平检 测电路的输出波形如图2所示。输出信号VON，VOP中一个固定在0. 2V另一个以两倍的增 益变化，总的效果是差分信号幅度不变。桥式结构的输出波形如图1所示。(2)电压转换 电路，电压转换电路为桥式输出结构提供等于VREF的可变电源电压。该部分电路为降压型 DC/DC变换电路。(3)桥式输出结构，桥式输出结构由两个功率放大器组成，负载接在两路 放大器的输出，因为负载没有接地，所以这里不需要隔直电容。每个功率放大器以倒相输入 方式连接，采用电阻反馈固定增益为2。这里的两个放大器采用电压转换模块输出的HVDD 作为电源电压。图2是信号增益变换电路详细的结构图。其工作原理如下首先输入音频信 号由全差分预放大器Ul放大，全差分放大器Ul的输出连接4个20K的电阻R1 R4，经电 阻分压可以得到放大的信号vn2，vp2和增益减半的放大信号vnl，vpl,以及共模信号 vcm, vcm，同时作为全差分运算放大器的共模反馈检测信号。信号电平检测由两个比较器 U4, U5完成，这里使用迟滞比较器。vn2，vp2信号分别与比较器U4，U5的反相端相连，比较 器的正相端连接固定的比较阈值电压vrefO。当vn2(vp2)的电压低于vrefO时si (s2) 等于高电平.sl，s2信号控制两个数据选择器U2，U3，决定了输出信号vn和vp。当si为 高电平时，vn=vn2, vp=vcm,当s2为高电平时，vn=vcm, vp=vp2,当sl，s2均为低电平时， vn=vnl, Vp=Vpl0 sl，s2同时控制参考电压选择电路TO的输出vsel。当sl，s2均为低电 平时，vsel=vrefl,当 sl=l 时，vsel=vnl,当 s2=l 时，vsel=vn2。vsel 经放大器 U8 和电阻 R5 R8得到电源电压参考信号VREF。sl, s2控制的数据选择器U7从vref2和vref3中选择 一个作为为桥式输出级的共模参考电压V0CM。图3是音频放大器的单端电压传递函数，当输入信号幅度低于vcm-vth时，输出信 号被固定在输出共模电压上，当输入信号幅度在vcm-vth与vcm+vth之间时，输出信号为1 倍放大，当输入信号幅度超过vcm+vth时，输出信号以输入信号的2倍放大。由于差分信号 幅度总是往相反方向变化，因此这种增益变换能够保证差分输出信号幅度与输入信号幅度一致。图4显示了音频放大器的输出波形。图(a)是信号幅度较大，经过信号压缩后的输出波形，图(b)是信号幅度较小未经信号压缩时的输出波形。图中νοη，νορ是输出到负载的 信号，在von和νορ都接近共模电压的情况下，von与νορ同时变化。当输出需要幅度较大 的信号时，von, νορ中接近GND的信号被压缩，保持输出为固定的0. 2V，另一个信号增益被 扩展一倍，这样总的差分效果与增益压缩扩展前是一致的，可以看出输出差分信号νορ-νοη 的连续性。图中HVDD为可变电源电压，该电压在输出信号幅度小的时候保持在1. 4V在输 入信号幅度大的情况下跟随较高的输出，并保持在信号输出以上0. 2V以保证输出信号不 失真。本方案往正方向扩展增益的方法只需单极性的可变电源。图5所示的波形为信号电平检测电路的输出波形，图(a)是信号幅度较大，经过 信号压缩后的输出波形，图(b)是信号幅度较小未经信号压缩时的输出波形。图中VOCM 在信号幅度小的情况下保持为可变电源电压的一半即0.7V。在信号较大的情况下变为
0.2V。vn, vp信号在幅度较小时，为1倍的变化率，当信号幅度较大时，一个固定在共模电平
1.65V，另一个以两倍的速率变化。该波形经图1中所示的桥式结构放大后可以得到图4中 所示的输出波形。如果不采用增益变换技术，输出共模电平固定为0. 7V，这样单端信号输出 的幅度受到GND的限制最高为0. 7V，桥式差分信号的最大输出幅度仅有1. 4V。采用本发明 的增益扩展技术，桥式输出信号幅度可以达到2. 7V而且没有明显失真。图6是AB类放大器与本发明中的放大器的效率对比。下面分析 一下本设计中功率放大器的效率与AB类功率放大器的效率。对于AB类 放大器，假设输出信号功率为P。ut，负载电阻为&，则输出信号有效值为
，在一个周期τ内的电源的平均功率为
其中Vdd是电源电压。以正弦信号为例，若信号峰值为Vpeak,角频率为fl ，则输出到负载的功率 为；
电源提供的功率为；
AB类放大器的效率为；
可以看出AB类放大器在负载功率最大的情况下具有最高的效率，由于输最大功率为，
AB类放大器的最高效率为
，实际中为了保证不失
真，输出信号的幅度不可能达到电源电压电压摆幅，实际的最高效率还要低一些。
把本发明中电源电压可变的放大器称为I类放大器，下面分析I类放大器的效率。 仍然以正弦输入信号为例。根据图4所示的输出波形计算I类放大器的效率。输出功率与 前面AB类的计算一致，若信号峰值为Vpeak，负载电阻为&，则输出功率为；
当输出幅度超过阈值幅度Vtll时，输入功率为；
是输出幅度等于Vt/1时信号的相位，这两个值计算如下；
当输出幅度低于阈值幅度&时，电源以最小电压Vddffl供电，输入功率为
在本设计实例中，KiA=lV，最小的可变电源电压V-=L 4V，电源电压C3. 3V，为保证 失真小，输出信号的幅度小于2. 7V。根据以上计算公式可以作出在有效的输出范围内AB类 功放和I类功放的效率曲线，如图6所示。可以看出I类放大器在整个输出范围内提高效 率的作用非常明显。 图7是仿真得到的音频功率放大器输出THD曲线。输入信号为分别为1ΚΗζ、5ΚΗζ、 IOKHz正弦波，电源电压3. 3V，负载电阻8Ω，从仿真曲线可以看出输出THD在功率超过 60mW后略有恶化，这是由于进入增益压缩工作模式，中间放大信号经压缩后不是对称形式， 对二次谐波的抑制作用减弱。另外电阻Rf R4的非理想匹配也可引起THD恶化。可以看出 虽然经信号压缩THD略有恶化，但是本发明的增益变换技术对于THD总体的性能并没有产 生太大的影响。随着输入功率进一步增大，谐波功率所占的比重减小，THD逐渐降低，当输 出功率超过500mV时，由于信号幅度太大引起削波失真，THD急剧增加，应该避免放大器工 作在该区域。
权利要求
一种桥式输出电源电压自适应可变的音频功率放大器，其特征在于该音频功率放大器由信号电平检测电路、桥式输出驱动电路和电源电压变换电路组成；所述信号电平检测电路检测输入信号幅度，当输入差分信号VIND的幅度超过既定的阈值信号VTH时，输出信号进入压缩模式；桥式输出驱动电路输出的两路信号中一路被钳位在固定电压，另一路信号以原来两倍的幅度变化；信号电平检测电路同时为电源电压变换电路提供参考电压VREF；当输入差分信号VIND幅度低于既定的阈值信号VTH时，VREF等于固定值VREF_Bottom，当输入信号VIND幅度超过既定阈值信号VTH时，信号被压缩，此时VREF跟随以两倍幅度变化的输出信号并保持一定的裕量；电源电压变换电路产生的可变电源电压HVDD作为桥式输出驱动电路的电源。
2.根据权利要求1所述的单相自适应电源音频功率放大器，其特征在于；所述的信号 电平检测电路由预放大电器(U1)、第一数据选择器(U2)、第二数据选择器(U3)、第一迟滞 比较器(U4)、第二迟滞比较器(U5)、参考电压选择电路(U6)、输出共模电压选择电路(U7)、 放大器(U8)和电阻Rl—R8组成；其中，预放大电器(Ul)为全差分放大电路，输出的两路差 分信号是vn2和vp2;电阻Rf R4组成电阻串联分压网络，该串联分压网络的两端接在预放 大器(Ul)的输出vn2和vp2，经电阻分压得到差分信号vnl与vpl ；其中电阻Rl与R2的连 接点为vnl，电阻R3与R4的连接点为vpl，电阻R2与R3的连接点vcm，是输出差分信号的 共模电压，该电压作为预放大器(Ul)的共模反馈信号，同时送入第一数据选择器(U2)和第 二数据选择器(U3)，第一数据选择器(U2)和第二数据选择器(U3)用来选择送入桥式输出 驱动电路的电压vn和vp ；第一迟滞比较器(U4)用来比较vn2和参考电压vref，第二迟滞 比较器(U5)用于比较vp2和参考电压vrefO ；第一迟滞比较器(U4)的输出si和第二迟滞 比较器(U5)的输出s2作为第一数据选择器(U2)和第二数据选择器(U3)的控制信号；由 参考电压选择电路(U6)和放大器(U8)以及电阻R5 R8组成电源参考电压产生电路；参考 电压选择电路(U6)和输出共模电压选择电路(U7)都由信号sl，s2控制，参考电压选择电 路(U6)的三个输入信号是vnljrefl和vn2，输出信号为vsel ；vsel经放大器(U8)和电阻 R5^R8组成的放大单元得到参考电压VREF。
全文摘要
本发明属于功率放大器技术领域，具体为一种桥式输出电源电压自适应可变的音频功率放大器。该放大器由信号电平检测电路、桥式输出驱动电路和电源电压变换电路组成。本发明使用增益压缩和扩展技术，在输入信号幅度较小时，桥式输出两侧信号差分放大；在输入信号幅度较大并且幅度超过设定阈值时，桥式结构一侧的输出信号钳位于固定电位，另一侧输出信号以两倍增益放大。这种增益控制方法可保证信号极小失真，与自适应电源电压技术相结合可显著提高音频功率放大器的效率，并可扩展输出信号的动态范围。该电路可以应用于诸如手机，MP3，笔记本电脑等电池供电的便携式设备中。
文档编号H03F3/20GK101931369SQ20101024217
公开日2010年12月29日 申请日期2010年8月2日 优先权日2010年8月2日
发明者冯勇, 彭振飞, 杨姗姗, 洪志良, 虞佳乐 申请人:复旦大学