专利名称：在甚低电源电压下采用电平漂移以实现栅栏对栅栏输入功能的差分放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种对输入信号进行放大的电路。该电路的输入信号是在分别具有第一输入电压及第二输入电压的第一输入端及第二输入端之间以差分形式提供的。该电路包括有用于给出相应的第一及第二工作电流的连接在高电源电压VHH及低电源电压VLL之间的主电流源装置，该高电源电压VHH及低电源电压VLL之差即定义为电源电压范围的电源电压VPS，用以给出反相的第一及第二工作电流;
通过将第一工作电流的大部分划分成一对放大了的第一内信号以用于放大第一及第二输入点之间的电位差的第一差分装置，该第一及第二输入点分别连接到第一及第二端上，当该电路输入信号的共模电压VCM上升到电源电压VHH的时候，该第一差分装置就可有效地形成第一信号;
通过将第二工作电流的大部分划分成一对放大了的第二内信号以用于放大第三及第四输入点之间的电位差的第二差分装置，该第三及第四输入点分别连接到第一及第二端上，当VCM降到电源电压VLL的时候，该第二差分装置就可有效地形成第二内信号。这样，当VPS大于或等于指定的最低电平时，随着VCM在整个电源电压范围内的变化过程中，至少有一个差分装置是处于有效的导通过状态;以及用于将这些内信号进行组合，从而产生至少一个电路输出信号的求和装置。
这种电路从美国专利4，555，673中可知是公知的，并且是涉及一种适用于半导体集成电路形式的运算放大器(OPamp)中的差分放大器。更具体地说，是涉及一种使用互补差分区来实现栅栏对栅栏输入能力的差分放大器。
为了避免耗热问题，集成电路往往需要比较低的电源电压。而且，随着集成电路的集成密度的增加，将需要更低的电源电压。因此，这就要求用作运算放大器输入级的差分放大器要具有栅栏对栅栏的输入能力。这就是说，当放大器的共模电压在整个电源电压范围内进行变化时，该放大器的输出信号都能够代表着差分输入信号。在此所说的这两个信号之间的关系中“代表着”的意思是只要信号幅度不太大，这两个信号的幅度就有完全一一对应的关系(即一般线性关系)。
参阅附图，
图1说明的是通常现有技术中可以在相对比较低的电源电压下实现栅栏对栅栏输入能力的差分放大器电路，参见美国专利4，555，673，4，463，319及4，532，479。
图1中所示的放大器采用了一对互补的差分输入区10及12来放大在有输入电压VI1及VI2的输入端T1及T2之间以差分形式供给的电路输入信号。差分区10由NPN晶体管Q1及Q2组成。晶体管Q1和Q2的基极在与端点T1及T2相连的输入点P1及P2上接收该电路的输入信号。晶体管Q1和Q2的发射极在节点NA上连接在一起接收第一工作电流IA。差分区12由PNP晶体管Q3和Q4构成。晶体管Q3和Q4的基极在与端点T1及T2相连的输入点P3及P4上接收该电路的输入信号。晶体管Q3和Q4的发射极在节点NB上连接在一起接收第二工作电流IB。连接在高电源电压VHH和低电源电压VLL之间的主电流源14给出反相的电流IA及IB。
差分输入区10从Q1及Q2的集电极给出放大的内电流ID1及ID2。同样，差分输入区12从Q3及Q4的集电极给出放大的内电流ID3及ID4。连接在VHH和VLL之间的求和电路16对电流ID1-ID4给出适当的组合，从而产生出一对互补的输出电流I0及I0。
为了描述放大器工作的方便起见，我们规定了几个术语“▲V”和“VCM”分别表示该电路输入信号的差分电压V11-V12和共模电压(V11+V12)/2;“VPS”表示电源电压VHH-VLL。
图1的现有技术的电路的特征可认为是一对阈值电压VTA和VTB是随VPS而变化的。图2示出了一个VTA及VTB是如何变化的一个例子。图3示出了所产生的放大器的工作区，图3中的横轴表示VCM等于VLL时的状态，线18(成45°角)表示VCM等于VLL时的状态，在横轴与线18之间的区域则包括有该放大器的栅栏对栅栏的工作区域。
当VCM足够高时，则输入区10有效地处于工作状态(导通状态)，更具体地说VCM-VLL≥VTA(1)公式(1)基本上相应于处于图3中线20A中和线18的这部分VPS。但是，该区域10的导通区能够稍许扩展到高于线18到达一个VCM比VHH高出零点几伏特的点上。当区域10导通时，通过在电流ID1及ID2之间的分流IA，它将放大P1点和P2点之间的电位差，在数值上这个电位差由▲V代表。
当VCM足够低时，则输入区12有效地处于工作状态，具体来说VHH-VCM≥VTB(2)公式(2)基本上相应于处于图3中横轴和线20B之间的这部分VPS。但是，区域10的导通区能够稍许扩展到低于横轴到达一个VCM比VLL低零点几伏特的点上。当区域12导通时，通过在电流ID3及ID4之间的分流IB，它将放大P3点和P4点之间的电位差，在数值上，这个电位差由▲V来代表。
图3指出了区域10在横轴及线20A之间的区间内截止，也就是说，当VCM-VLL低于VTA时则截止。同样，图3也示出了区域12在线20B及18之间的区间内处于截止状态，这种情况下则相应于VHH-VCM低于VTB时的情况。实际上，区域10和12通常都以100毫伏为间隔在导通与截止之间进行转换的。因此，线20A和20B构成为理想化的窄电压区域。
当减小VPS时，则对于区域10和12能取得非导通/导通区域的VCM区间量也随之减小。当VPS降到电平VPSO时，两个非导通区开始重叠。若VPS降到低于VPSO时，则VCM进入由加重线22所指示的“死区”。在“死区”中区域10和12都不能有效地导通。因此，VPSO就是图1中的差分放大器可以实现栅栏对栅栏输入能力的VPS的最低电平值。
阈值VTA和VTB分别具有最低值VMA和VMB。参见图3中的线24和26。在图1中公知的实施方案中VPSO大约等于VMA+VMB。
该VPSO的数值取决于晶体管Q1-Q4的基极-射极的电压以及电流源14的内部结构。图4a和4b描述了实现电流源14的两种方法，这两种方法均揭示在美国专利4，555，673上。图5a和5b示出用分别示于图4a和4b的主电流源来实现的图1放大器的具体理想化工作区。
开始使用图4a的实施方案，电流源14只简单地由一对电流源SL和SH组成。电流源SL给出有恒定值IL的电流IA。电流源SH给出有恒定值IH的电流IB。为使电流源SL和SH呈导通状态，每个电流源两端的电压必须至少要等于最低电平VSAT。
要使区域10导通，则VCM须在节点NA上超过1VBE的电压。VBE是使晶体管刚刚导通时在一个双极晶体管的基极-射极之间所加的标准电压幅值。同样，要使区域12导通，则在节点NB上的电压须超过VCM约1VBE。因此，每个最低阈值VMA和VMB均等于VBE+VSAT。所以，VPSO等于2VBE+2VSAT。
在几个微安培的标准集极-射极电流情况下，VBE大约是0.6伏特。VSAT可以低到0.1伏特。采用VBE和VSAT的这种值(在目前的计算中及所有以下增加的计算中)，对于图1和4a的差分放大器来说，VPSO大约是1.4伏特。
采用图4a这种电流源的缺点是不论区域10和12导通或截止，该放大器的跨导都将大约以2的倍数改变着。这种跨导的变化，当把放大器用于有负反馈的运算放大器中时则使它很难取得放大器的最佳频率补偿。图4b所示的方案恰好克服了这个问题。
采用图4b这种电路时，用电流源SH和PNP控制晶体管QP构成电流源14。该晶体管QP的基极接收基准电压VRP，而后电流镜28给出在数值上基本上等于流过晶体管QP的电流IQP的电流IA。通过晶体管QP的电流控制，使得IA与IB之和大约等于IH。因此，当VCM在整个VPS的变化范围内变化时，其跨导是近于恒定的。
为使电流镜28导通，则处于节点NA与电源电压VLL之间的电流镜28两端的电压必须至少为1VSAT。在最佳条件下，该电流控制使得图3中的线20A与20B合并成为一条单线20，并且如图5B所示，该线20以等于VMB的一个垂直位移与线18相隔开。而且，VMA又等于VBE+VSAT。VMB可以低到VBE+VSAT。因而，VPSO也等于1.4伏特。
根据以上讨论可知，图1的差分放大器中，其VPS的最低可容许值大约是1.4伏特。实际上VPS还可以高出零点几伏特。然而，相对来说，这仍然是好现象，因为，把它降低到1.0伏特或小于1.0伏特将会是很有用的。例如，具有无负载额定值1.5伏特的单芯电池(Single-cell bettery)通常在加载情况下，当接近它的寿命时，会降至1.0伏特左右。图1的放大器使用这种电池就不能有效地工作。
本发明的目的是要提供一种可以在很低的电源电压下实现栅栏对栅栏输入能力的差分放大器。在双极晶体管的实施方案中，电源电压可以是1.0伏特或略低于1.0伏特。这使得本发明对于未来的低电压运算放大器的应用来说特别具有吸引力。本发明可以用一个1.5伏的单芯电池在其整个电池寿命期间里供电。
根据本发明在其开关段落中所描述过的电路其特征在于进一步包括有电平漂移装置，用于分别借助于第一和第二电平漂移，在第一和第二点上有选择地产生分别高于第一和第二输入电压的电压，并且用于分别借助于第三和第四电平漂移，在第三和第四点上有选择地产生分别低于第一和第二输入电压的电压。
该电平漂移装置扩展了差分装置的导通工作范围，以致减小了电源电压的最小电平值，并在这种电平值上，该差分放大器实现栅栏对栅栏的输入能力。
该电路的特征还进一步在于该电平漂移装置包括有用来给出电平漂移并连接在终端与输入点之间的网络装置;以及用来给该网络装置提供电流，从而控制电平漂移值的电平漂移源装置。
该网络的特征还进一步在于该网络装置包括有连接在第一终端和第一输入点之间的第一电平漂移器;连接在第二终端和第二输入点之间的第二电平漂移器;连接在第一终端和第三输入点之间的第三电平漂移器;以及连接在第一终端和第四输入点之间的第四电平漂移器。
该电平漂移源装置的特征还在于该电平漂移装置包括有连接在第一输入点和电源VHH之间的第一电流源;连接在第二输入点和电源VHH之间的第二电流源;连接在第三输入点和电源VLL之间的第三电流源;连接在第四输入点和电源VLL之间的第四电流源;以及用于控制电流源导通的控制装置。该控制装置最好以这种方式进行工作，即当电源电压升高到不再需要进行电平漂移的电压点的时候，则逐渐地将该电平漂移装置切断。
现在，我们将参照附图来描述本发明的实际方案。其中图1表示现有技术中的差分放大器的方框图及其电路图;
图2和3示出了说明图1放大器工作性能的曲线图;
图4a和4b是图1中的主电流源的现有技术的实施方案电路图;
图5a和5b示出了图1的放大器当分别采用图4a和4b所示的电流源时的基本工作区的曲线图;
图6是根据本发明的一般差分放大器的方框图;
图7a和7b是对图6所示放大器的工作区进行一般性说明的曲线图;
图8是图6中的电平漂移电流源的实施方案的方框图;
图9a，9b和10是当图6的放大器采用图8的电路实施方案时，一般性地说明其工作参数的曲线图;
图11是图6所示的放大器的一般实施方案的方框图和电路图;
图12是图11所示的电平漂移电流控制实施方案的方框图;
图13a，13b和13c是说明图11所示放大器如何把最佳电平漂移电压作为输入共模电压的函数进行变化的曲线图;
图14a和14b是说明图11所示放大器与分别采用图4a和4b的电流源时的工作区的曲线图;
图15是图11所示放大器的一种双极晶体管的最佳实施方案电路图;
图16是图15中所示基准电压是电路的一种最佳实施方案电路图;
图17是说明图15所示放大器采用图16中的全部基准电路时其工作区的曲线图;
图18a和18b是说明图11所示放大器对于电平漂移电流作为输入共模电压的函数交替变化的曲线图;
图19是说明图11所示放大器当采用图4a的电流源用于图18a和18b所指出的电平漂移变化的工作区的曲线图;以及图20是图6的另外一种一般性实施方案的方框图和电路图。
在附图中以及最佳实施方案的说明中，为了表示同样的的或非常类似的部件，我们均采用了相同的标号。
参见图6，它描述的是差分放大器的一般电路。它以差分形式放大加在具有输入电压VI1和VI2的两个输入终端T1和2之间的电路输入信号。这个差分放大器按照本发明采用了电平漂移技术，从而获得了在很低的电源电压下对该电路输入信号的共模电压VCM的栅栏对栅栏的输入能力。该放大器尤其适用于以半导体集成电路形式制作的低电压运算放大器的输入级。
图6中的电路以互补的差分输入区30及32为中心。差分区30由同样结构的三极输入放大器A1和A2组成。差分区32由相同结构的并与放大器A1和A2互补的三极输入放大器A3和A4构成，“互补”的意思是指极性相反。
我们把放大器A1-A4在此称之为“A”放大器，每个“A”放大器均有第一流极(1E)和第二流极(2E)，以及用来控制这两个流极(1E和2E)之间电流流动的控制极(CE)。电荷载体，无论是电子还是空穴，在每个“A”放大器的流极间的移动均起始于它的第一流极上并终止在它的第二流极上。在控制极中流的电流(如果有的话)要比在其它流极间流动的电流小得多。
每个“A”放大器最好由一个单个晶体管组成。在双极晶体管的情况下，它的发射极、集电极和基极分别就是第一、第二流极和控制极。而对于场效应晶体管来说，无论是绝缘栅型还是结型的，这些电极则分别是源极、漏极和栅极。
每个“A”放大器可以由多个晶体管组成，但一般来说并不希望如此。一个例子是达林顿双极晶体管电路，其中将输入晶体管的发射极连接到下一个晶体管的基极上。在这种情况下，该“A”放大器的控制极就是输入晶体管的基极(接到基极上)，而第一和第二控制极就是下一个晶体管的发射极和集电极(接到该发射极和集电极上)。
对如上所述的放大器A1和A2或者A3和A4，“同样的结构”的意思是指上述的两个放大器都具有以相同方式相连接的相应元件。并且每组相应的元件都有相同的半导体极性。例如，若放大器A1和A2中的晶体管都是NPN晶体管，则这两个放大器A1和A2就是“同样结构”的，如果一个是NPN晶体管，而另一个是PNP晶体管，那么它们就不是“同样结构”的。同样，只要输入晶体管是相同极性的，并且紧接着的下一个晶体管是相同极性的(既使它与输入晶体管的极性不同)，那么达林顿电路就是同样结构的。
现在返回来参见图6，我们把放大器A1和A2的第一电极在节点NA上连接在一起来接收工作电流IA，同样我们把放大器A3和A4的第一电极在节点NB上连接在一起来接收工作电流IB。主电流源34连接在电源电压VHH与VLL之间给出反相流向的电流IA和IB。电流源34可以采用图4a及4b中所示的任何一种方式来实现，也可采用美国专利4，555，673中所揭示的其它方案来实现。
差分区30和32以互补方式起作用。当VCM足够高时，区域30通过把电流IA划分成由A1和A2的第二电极提供的放大了的内电流ID1和ID2来放大连接到A1和A2控制电极上的输入点P1和P2之间的电位差。电流ID1和ID2之间的差值代表着输入点P1和P2之间的电位差。当VCM足够低时，区域32通过把电流IB划分成由A3和A4的第二电极提供的放大了的内电流ID3和ID4来放大连接到A3和A4控制电极上的输入点P3和P4之间的电位差。电流ID3和ID4之间的差值代表着输入点P3和P4之间的电位差。
连接在电源电压VHH和VLL之间的求和电路36将电流ID1-ID4进行适当组合产生出互补的电路输出电流I0和I0。求和电路36可用美国专利4，555，673及4，532，479中揭示的任方案来实现。如果需要的话，电路36可以仅仅只给出的单一电路输出电流。
由电平漂移器网38、40、42和44与电平漂移电流源46组成的电平漂移电路，通过可控的电平漂移VLS1及VLS2有选择地使输入点P1及P2上的电压VP1及VP2超过电压VI1及VI2。同样，该电平漂移电路，通过可控的电平漂移VLS3和VLS4有选择地使输入点P3及P4上的电压VP3及VP4低于电压VI1及VI2。按图6中所示的方式连接起来的P1-P4以及连接在终端T1与T2之间的电平漂移器38-44直接给出电平漂移电压VLS1-VLS4。
连接在电源电压VHH与VLL之间的电平漂移电流源46控制电平漂移器38-44的工作。电流源46通过沿着连接到输入点P1-P4的连线给出电源电流IS1，IS2，IS3及IS4以实现该控制。虽然图6中没有指出，但一般来讲是把电流源46连接到该放大器电路的其它点上的，例如，在本发明的某些实施方案中，电流源46可以在终端T1和T2给出电流。
如图6所指出的，电平漂移电流ILS1，ILS2，ILS3及ILS4实际上是流过电平漂移器38-44的。由于电流IS1-IS4需要流过(如果有的话)放大器A1-A4的各个控制电极，因此电流ILS1-ILS4分别与电流IS1-IS4不同。通常可以忽略控制电极的电流。所以基本上每个电平漂移电流ILSi均等于相应的源电流ISi(在此i为1，2，3或4)。
为了能有一个好的共模抑制比，VS1和VS2最好相等，因而ILS1和ILS2最好相等。同样VLS3和VLS4最好相等，因而ILS3和LS4也最好相等。
最理想的是避免对提供电路输入电压VI1和VI2的电路加载。除了在终端T1和T2加有大幅度的其它内电流的情况之外，通过设置ILS3等于ILS1通常是可以达到这个目的的。同样，一般选取ILS4等于ILS2。其结果，电流ILS1和ILS4一般都相等。但是，电压VLS3和VLS4分别仍然可能与电压VLS1和VLS2不等。
如果(a)VP1和VP3总等于VI1，以及(b)VP2和VP4总等于VI2的话，则电流源46利用电流IS1-IS4以便把电源电压的最低栅栏对栅栏VCM电平减小到低于所需的值的方式来控制电压VLS1-VLS4的值。为了易于理解该电平漂移控制是如何完成的，可以首先考虑如没有元件38-48时将会发生些什么情况下。在这种情况，它将基本上按照如上所述的图1所示的差分放大器的工作方式进行。当电源电压VPS降到低于VPSO时，VCM将进入死区(至少死区的一部分)，于是无论是区30还是区32均不能有效地导通。
按照现在的这种电平漂移电路，仍然可以根据图2所示的阈值V1A及VTB来描述它的操作。但是，公式(1)中的VCM必须要用输入点P1和P2上的共模电压VCMA来替代。当VCMA-VLL≥VTA(3)时则差分区30导通。如果VCM本身对导通差分区30不是足够高的话，根据公式(3)，则须按照使差分区30能有效导通的要求，VLS1和VLS2与VTA应有如下的关系VLS1，VLS2≥VTA＝VCM-VLL(4)因为电流源是根据电源电压VHH进行工作的，所以公式(4)至少要受到如下限制VLS1，VLS2＜VHH-VCM(5)
同样，公式(2)中的VCM必须用输入点P3和P4上的共模电压VCMB替换。当VHH-VCMB≥VTB(6)时，则差分区32导通。因此，如果VCM本身对导通差分区32不是足够低的话，为使差分区32能有效地导通，则VLS3和VLS4与VTB必须符合如下关系VLS3，VLS4≥VTB＝VCM-VHH(7)由于电流源46也是根据电源电压VLL工作的，所以公式(7)至少要遵从如下限制VLS3，VLS4＜VCM-VLL(8)当VPS大于VPSO时，一般不需要电平漂移(因为VCM本身将足以使差分区30及32中的一个或两个导通)。当VPS小于VPSO时，则需要电平漂移，而且阈值VTA及VTB最好处于它们各自的最低值VMA和VMB。因此，公式(4)和(7)中的VTA及VTB分别可用VMA和VMB替换。
令VSATH为电流源46在VHH与VP1和VP2的最高电压之间所允许的最小电压间隔。同样，令VSATL为电流源46在VLL与VP3和VP4的最低电压之间允许的最小电压间隔。当VCM本身不足以至少使差分区30及32中的一个变成导通状态时，电流源46通常给出具有使电平漂移VLS1-VLS4能满足如下关系的的电流IS1-IS4VHH-VCM-VSATH≥VLS1，VLS2≥VMA-VCM+VLL(9)VCM-Vu-VSATL≥VLS3，VLS4≥VMB+VCM-VHH(10)对于VTA及VTB按图2指出的方式进行变化的情况来说，图7a和7b表示采用电平源移电路所产生出的工作区。图7b是当VPS在由VMA至VPSO的范围内变化时，图7a的较低部分扩大3倍的示意图。如同图3一样，线18、24及26就是VHH、VMA及VMB线。图7a的线20A、20B及22具有与图1所示本发明的现有技术电路在图3中所示出的线20A、20B及22完全相同的意义。如图7a所指出的那样，当VPS为VPSF值时，则出现差分区30的非导通区开始与差分区32的非导通区相重叠的点。这就是图6的差分放大器可以实现栅栏对栅栏输入能力的最低电源电压值。由于电平漂移，所以VPSF低于VPSO。在通常情况下，VPSO等于VMA+VMB，所以VPSF低于VMA+VMB。
在通常情况下，VPSF的低限略高于比较大的VMA和VMB。具体来说，不论VMA较大还是较小，VPSF通常都等于(a)VMA+VSATH或者(b)VMB+VSATL。
现在简要地分析一下图7b。标号48、50及52是表示用线22、24及26形成的三角工作区里的三个不同的区段。如果VCM处于区段48内，则电平漂移电路按照公式(9)对VLS1及VLS2作最佳调整，致使差分区30导通。如果VCM处于区段50内，为了使差分区32导通，该电平漂移电路就要根据公式(10)对VLS3及VLS4作最佳调整。最后，当VCM处于区段52内时，电平漂移电路则根据公式(9)及(10)调整VLS1-VLS4，以致使差分区30及32均为导通。
图8是图6的电流源46的通用的功能性方框图。在这个实施方案中，响应于电路输入电压VI1及VI2的共模电压发生器54产生对VCM有特定关系的工作电压VYA及VYB。例如，VYA及VYB的每个电压都可能在一给定温度下与VCM相差一个基本上为常数的量。根据信号VYA及VYB，电平漂移电流控制电路56产生一对控制适当连接在电源电压VLL与VHH之间的一组电平漂移电流源58的操作的控制电压VCL及VCH。电平漂移电流源58给出电源电流IS1-IS4。
再返回来分析电流控制电路56。它是由基准电压源60及62、差分放大器64及66和线性与/与非发生器68组成的。基准源60及62给出分别“参照”低电源电压VLL与高电源电压VHH的值的基准电压VRA与VRB。具体讲，一般在一给定温度下VRA超过一个基本为常数的量VKA。同样，VRB在一给定温度下低于一个基本为常数的量VKB。
放大器64放大电压VYA与VYB之间的差值，从而产生一个放大的电压VZA。这个电压VZA随着VYA通过VRA的时候，则渐渐地从高电平VZD变化到低电平VZC。放大器66放大电压VYB与VRB之间的差，从而产生一个放大的并且随着VYB通过VRB而渐渐从VZC变到VZD的电压VZB。图9a及9b分别表示电压VZA和VZB是如何变化的。图9a和9b中的渐变区段70及72一般是100毫伏的范围。
发生器68(a)在电压VZA和VZB进行线性相“与”时，给出控制电压VCL，而(b)在电压VZA和VZB进行线性相“与非”时，给出控制电压VCH。参见图10，其顶部的曲线描述了电压VCL作为VCM的函数是如何在低电平VCLS与高电平VCLD之间进行变化的。
VZA和VZB的渐变区段70和72分别反映在VCL上就是渐变区段74和76。区段74和76的中心部分则分别“参照”了VLL和VHH。也就是说，在一给定温度下，区段74的中心与VLL相隔一个基本为常数间隔的电压VCLL。同样，区段76的中心在一给定温度下与VHH相隔一个基本为常数间隔的电压VCLH。因此，区段74和76之间的间隔与VPS作相反的变化。
图10指出VCL曲线位于区段74和76之间有一个平坦区78。通常最好是区段74与76相交，以致使该区78压缩成一个点。如果区段74与76就这样相交在一起，那么VPS的增加则使区段74与76彼此合并。高电平VCLD在数值上则下降。当控制电压VCL(或者VCH)具有如上指出的变化时，一般电平漂移VLSi也是变化的。区段74及76则直接反映在曲线ISi和VLSi上。如果VPS有充分的增加使得区段74与76合并，则曲线ISi和VSi的高电平ISM和VLSM通常要下降。按照这种方式，该电平漂移电路随着VPS的升高则逐渐被切断。
图11是图16的一个实施方案。其中，采用与图1相同连接起来的双极晶体管所形成的放大器A1-A4。电平漂移是由图11中的电阻R1、R2、R3及R4来实现的。图8中的共模电压发生器54是用图11中的元件30、32、34和R1-R4来实现的。这些元件与电流源56相结合构成一个电平漂移反馈控制环路。图8中的电流源58是用图11中的可变电流源S1、S2、S3及S4来实现的。信号VCH控制电流源S1及S2，而信号VCL控制电流源S3及S4。
在图11中，当主电流源34是用图4a或4b的电路实现时，则VMA等于VBE+VSAT。对于最佳情况来讲，图4b中的VRP等于VHH-VMB，并且同样适用于VMB。在它们处于完全导通状态时，在每个电流源S1-S4两端的最小电压都是1VSAT。由于每个间隔电压VSATL或VSATH均等于1VSAT，所以VPSS等于VBE+2VSAT，采用VBE为0.6伏特，VSAT为0.1伏特的上述值，则VPSF大约为0.8伏特。
图12描述了实现图11中的电流控制电路56的一种最佳方案。图12与图8中的电流控制电路56不同。图12所示的电路是采用差分放大器78来实现图8中的元件66及68的功能的。放大器78对电压VYB和VRB的差值进行放大，如同放大器66在图8中所起的作用一样。但是，放大器78具有一个接收来自放大器64的电压VZR的增益控制端。这就使放大器78能以图10所示的完全相同的方式产生出控制电压VCL和VCH。
图13a-13c指出，对于图11的差分放大器来说，当采用图8或12实现其电流控制电路56时，电平漂移电压VLSi作为VCM的函数的最佳变化曲线。对于图13a-13c所说明的情况，电阻R1-R4都有相同的电阻值。图13描述的是在标准温度下并且在VPS为1.0伏特时的基本情况。图13b表明电平漂移电路是如何随着VPS的增高而逐渐趋于“截止”的，当VPS达到或超过1.4伏特时，则不再需要电平漂移了。如图13c所表明的，该电平漂移电路也可以自动地使VLSi随着温度的降低而升高，或者随着温度的升高而下降，从而产生温度补偿。
图14a和14b示出了图11的差分放大器当主电流源34分别采用图4a及4b的电路来实现时所得出的理想化工作区。在图14a中，位于VSPO与VPSF之间的线20A与20B相合并的部分同VLL及VHH均等地相互隔开。相同的情况也适用于图14b中位于VPSO与VPSF之间的部分线20。
图15示出了本发明的差分放大器的最佳双极晶体管的实施方案。根据如下的说明，通过观察可以确定为实现图11的放大器部件在图15中所采用的元件。主电流源34是采用图4b的电路实现的。因而图15放大器的跨导几乎为常数。基准电压源80在一定温度下给出比电压VHH低VKP的基准电压VRP基本为常数。为使电流源达到最佳工作，则VKP等于VBE+VSAT。这就是说，VRP等于VHH-VBE-VSAT。
图15中的电流控制电路56采用图12所示的电路。根据关于对图12的描述，本专业的普通技术人员应对电流控制电路56中的各电路元件有详细的了解。电阻R1-R4引入了附加的频率点。电容C1、C2、3及C4通过在几乎与该频率点相同的位置上引入频率零来提供频率补偿。
图16说明实现基准电压源60、62及80的两种方案。如仅采用实线所示的电路元件，在一给定温度下，VRB与BRP与VHH均相隔相对为常量的电压。但是，通常希望采用高于VPS电压范围的区30，而不是区32，因为NPN晶体管比PNP晶体管要求较小的基极电流。采用图16所示的整个电路(实线与虚线部分的电路)可以达到这个目的。图16的整个电路也避免了NPN元件30及78在其它方面可能遇到的齐纳(Zener)问题。在这种情况下，图17表明了所得到的理想化工作区。当VPS升到1.6伏特以上时，该电平漂移电路则被切断。
如上所述，当VPS升高时，该电平漂移电路通常被切断。但在某些应用中，该电平漂移电路在VPS升高时则应保持导通。图18a及18b指出了对于主电流源34采用图4a电路来实现的这种情况下其电平漂移VLSi将如何随VCM的变化而变化。图18a表明了VPS在1.0伏特时的基本变化。图18b表明当VPS升高时所出现的情况。图19示出了所得到的理想化工作区。
在图8-19所表明的本发明的各种实现方案中，源电流IS1-IS4几乎都是相等的。因此，当差分区32接收电平漂移时，差分区30就接收电平漂移，反之亦然。由差分区30及32所接收到的电平漂移一般接近于相同的值。
图20描述的是图6的实现方案。其中加给差分区30及32的电平漂移基本上是彼此相互独立的。这就是通过采用如图20所表明的那样将四个附加可变电流源S5、S6、S7及S8连接起来实现的。源S1、S2、S7及S8确定差分区30的电平漂移。同样，源S3-S6确定差分区32的电平漂移。
图20中的电流控制电路56除了给出控制电压VCL及VCH之外，还给出控制电压VCL′及VCH′。为控制差分区30的电平漂移，产生在数值上相互补的信号VCH及VCL′。同样，为控制差分区32的电平漂移，给出在数值上相互补的信号VCL及VCH′。但是，信号VCL及VCH′无须跟随信号VCH及VCL′。
虽然参照如上所述的具体实施方案对本发明作了描述，但这仅是为了说明起见，并不能构成对如下的本发明所要求的保护范围的限制。例如，也可以采用肖特基二极管来实现电平漂移，从而改善噪声性能。因而，本专业技术人员在不这本发明在附加的权利要求书中所确定的实质保护范围的情况下，可作出各种修改和应用。
权利要求
1.一个用于放大分别加有第一及第二输入电压的第一及第二输入端之间以差分形式提供的电路输入信号的电路，该电路包括有连接在高电源电压VHH与低电源电压VLL之间的主电流源装置，这两个电源电压之差就是确定电源电压范围的电源电压VPS，该主电流源装置用于给出反相的第一及第二工作电流；主要通过把第一工作电流划分成一对放大了的第一内信号来放大在第一及第二输入点之间的电位差的第一差分装置，该第一及第二输入点分别连接到第一及第二终端上，当该电路输入信号的共模电压VCM处于向上扩展到VHH电源电压范围的部分时，该第一装置则有效导通，从而产生出第一内信号；主要通过把第二工作电流划分成一对放大了的第二内信号来放大在第三及第四输入点之间的电位差的第二差分装置，该第三及第四输入点分别连接到第三及第四终端上，当VCM处于向下扩展到VLL电源电压范围的部分时，该第二装置有效导通，从而产生第二内信号，当VCM在整个电源电压范围内变化且VPS大于或等于特定的最低电平时，则至少有一个差分装置是处于有效导通状态；以及将内信号进行组合，从而至少产生出一个电路输出信号的求和装置；其特征是所述电路进一步包括有分别通过第一及第二电平漂移在第一及第二输入点上有选择地产生出分别大于第一及第二输入电压的电平漂移装置；以及分别通过第三及第四电平漂移在第三及第四输入点上有选择地产生出分别低于第三及第四输入电压的电平漂移装置。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征是以将VPS所特定的最低电平足以降低到(a)在第一及第三输入点上的电压基本上等于第一输入电压值(b)在第二及第四输入点上的电压基本上等于第二输入电压值以下来给出该电平漂移。
3.根据权利要求2所述的电路，其中的第一装置当VLL与第一及第二输入点上的共模部分电压VCMA之差的幅度大于或等于可随VPS变化的第一阈值电压VTA时，则处于有效导通状态;第二装置当VHH与在第三及第四输入点上的共模部分电压VCMB之差的幅度大于或等于可随VPS变化的第二阈值电压VTB时，则处于有效导通状态;其特征是(a)以大于或等于VTA-VCM+VLL但小于VHH-VCM的值给出该第一及第二电平漂移;以及(b)以大于或等于VTB+VCM-VHH但小于VCM-VLL的值给出该第三及第四电平漂移。
4.根据权利要求3所述的电路，其中的VTA及VTB分别具有最小值VMA及VMB，其特征是VPS所特定的最低电平值小于MA+VMB。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征是该VPS所特定的最低电平值大于VMA及VMB中较大的电平值。
6.根据权利要求3所述的电路，其特征是(a)该第一及第二电平漂移基本上是相等的;以及(b)该第三及第四电平漂移基本上是相等的。
7.根据以上任一权利要求中所述的电路，其特征是该电平漂移装置包括有连接在终端及输入点之间用于给出电平漂移的网络装置;以及对该网络装置提供电流以控制电平漂移值的电平漂移电流源装置。
8.根据权利要求7所述的电路，其特征是该网络装置包括有连接在第一终端和第一输入点之间的第一电平漂移器;连接在第二终端和第二输入点之间的第二电平漂移器;连接在第一终端和第三输入点之间的第三电平漂移器;以及连接在第二终端和第四输入点之间的第四漂移器。
9.根据权利要求8所述的电路，其特征是每个电平漂移器均由一个电阻组成。
10.根据权利要求8所述的电路，其特征是该电平漂移电流源装置包括有连接在第一输入点与电源VHH之间的第一电流源;连接在第二输入点与电源VHH之间的第二是电流源;连接在第三输入点与电源VLL之间的第三电流源;连接在第四输入点与电源VLL之间的第四电流源;以及控制这些电流源导通的控制装置。
11.根据权利要求10所述的电路，其特征是该电平漂移电流源还包括有连接在第一终端与电源VHH之间的第五电流源;连接在第二终端与电源VHH之间的第六电流源;连接在第一终端与电源VLL之间的第七电流源;以及连接在第二终端与电源VLL之间的第八电流源。
12.根据权利要求10或11所述的电路，其特征是每个电流源随着电源电压VPS的升高而给出的电流逐渐减小，以致逐渐切断该电平漂移装置。
13.根据权利要求10所述的电路，其特征是该控制装置当VPS足够低时，用控制信号作为VCM的函数至少提供部分电流源逐渐地(a)在参照VHH的第一电压渐变区段区从第一控制电平变到第二控制电平;以及(b)在参照VLL的第二电压渐变区段内再从第二控制电平变到第一控制电平。
14.根据权利要求13所述的电路，其特征是该电压渐变区段彼此相重叠。
15.根据权利要求14所述的电路，其特征是该电压渐变区随着VPS的升高而减小，以致使这两个控制电平之间的差值减小。
16.根据权利要求13所述的电路，其特征是该控制装置(a)对第一及第二电流源给出第一控制信号;(b)产生出基本上与第一控制信号具有反相变化的第二控制信号;以及(c)对第三及第四电流源给出该第二控制信号。
17.根据权利要求13所述的电路，其特征是该控制装置包括有产生对VCM具有特定关系的第一及第二工作电压，响应于输入电压的产生装置;用于给出当VPS足够小时，参照VLL的第一基准电压的第一基准装置;用于给出当VPS足够小时，参照VHH的第二基准电压的第二基准装置;以及响应于工作电压和基准电压以产生第一控制信号的线性装置。
18.根据权利要求17所述的电路，其特征是该线性装置包括有对第一工作电压与第一基准电压之间的差值进行放大，从而产生第一放大电压的第一放大区;对第二工作电压与第二基准电压之间的差值进行放大，从而产生第二放大电压的第二放大区;以及用于不论是在放大了的电压进行线性“与”还是进行线性“与非”的时候，均可产生出第一控制信号的“与/与非”装置。
19.根据权利要求17所述的电路，其特征是该线性装置包括有对第一工作电压与第一基准电压之间的差值进行放大，从而产生第一放大电压的第一放大区;以及具有增益控制终端，响应于第一放大电压，对第二工作电压与第二基准电压之间的差值进行放大，从而产生第一控制信号的第二放大区。
20.根据权利要求17所述的电路，其特征是该产生装置由电平漂移器、两个差分装置以及主电流源装置所组成。
21.根据权利要求20所述的电路，其特征是该第一及第二工作电压主要是分别提供第一及第二工作电流的电压。
22.根据以上任一权利要求所述的电路，其特征是当第一差分装置处于有效导通状态时，该第一内信号以该电路的输入信号的差分形式表示;当第一差分装置处于有效导通状态时，该第二内信号以该电路的输入信号的差分形式表示。
23.根据以上任一权利要求所述的电路，其特征是每个差分装置均由一对相同结构的放大器组成，每个放大器均具有一个第一流极、一个第二流极以及一个用于控制这两个流极间的电流传输的控制极;在第一装置中的放大器中(a)它们的控制极分别连接到第一及第二输入点，(b)它们的第一电极连接在一起，从而接收第一工作电流，以及(c)它们的第二电极分别连接到求和装置上，从而给出第一内电流;在第二装置中的放大器中(a)它们的控制极分别连接到第三及第四输入点，(b)它们的第一电极连接在一起，从而接收第二工作电流，以及(c)它们的第二电极连接到求和装置，从而给出第二内电流;该第二装置中的放大器与第一装置中的放大器互补。
24.根据权利要求23所述的电路，其特征是每个放大器各流极间流动的电荷载体起始于它的第一电极而终止于它的第二电极。
25.根据权利要求24所述的电路，其特征是每个放大器是分别连接到该放大器的第一、第二及控制极上去的具有发射极、集电极和基极的双极晶体管。
全文摘要
连接在高电源电压(V
文档编号H03F3/45GK1044881SQ90101429
公开日1990年8月22日 申请日期1990年2月7日 优先权日1989年2月10日
发明者约翰·亨德里克·休辛, 马里恩·乔治·马里斯 申请人:菲利浦光灯制造公司