专利名称：提供输出电压的超快调制的电源的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及功率转换电路。
背景技术：
很多不同的电子装置要求非常快速地调制其电源电压。这种类型的电子装置之一是射频(rf)线性功率放大器。这种放大器广泛地用在现代无线通信装置和基础设施中。 在用于如QPSK、CDMA、WCDMA这样的无线通信中的复杂调制方案中，rf信号的包络的幅度变化显著。每当rf信号的包络充分低于电源电压允许的最大值时，功率放大器的效率严重降低。换句话说，供给能量的一大部分仅用于维持功率放大器的工作点(偏置)而不产生有用的信号。这一现象导致很多的不利影响，包括(i)需要加大放大器系统中昂贵的rf组件的尺寸，( )增加了冷却需求，(iii)增大了设备的尺寸和重量，以及(iv)增加了电能的消耗。另一方面，如果电源电压根据rf信号的包络变化，则功率放大器的工作点可以在所有时间都保持在最优点或其附近。因此，不管rf信号的包络的瞬时幅度如何，效率都可以维持在高水平。然而，虽然rf功率放大器通常要求其电源电压的非常快速的调制以提高效率，但大多数可用电能量源被设计为维持恒定的良好调节的输出电压，且被要求仅以较低速度改变其输出电压。例如，CDMA基带频率为1. 25MHz, WCDMA基带频率为5MHz。这导致rf信号包络的大部分能量分别在0-1. 25MHz和0-5MHz的频带中。另一方面，由于不同载频之间的交互，引起多信道放大器的包络发生变化。在这种情况下，rf信号包络经历幅度变化，频率成分达到极端信道(载频之差最大的两个信道)的载频之差。这种情况下，包络频率可以是几百kHz至几十MHz的量级。如果电源的带宽不足，则在通信信道中出现失真结果和附加噪声，这导致通信信道中误码率增加。现有调制速度的目标是比通过简单调制常规dc-dc 转换器的pwm信号所实现的幅度大两至三个量级。这使得常规pwm dc-dc转换器不适于作为诸如rf功率放大器这样的要求其电源电压的超快调制的装置的电源。图14示出了现有技术线性调节器(regulator) 1400。调节器1400包括预放大级 1402和输出级1404。预放大级1402包括预放大器1406，其可以包括一组离散组件，或可以实现为完全集成的电路。输入信号被提供到预放大器1406的输入端子1401。预放大器 1406的输出被提供到布置成推拉配置的一对离散的功率晶体管1408、1410。晶体管1408、 1410的适当偏置(dc工作点)是由一对调节电压产生电路1414、1416提供的。电路1414、 1416产生的电压被选择为，在低输入电压水平抵消晶体管1408、1410的非有源输入电压区域。晶体管1408、1410属于相反类型。晶体管1408是η型功率场效应晶体管(FET)或ηρη 型功率双极晶体管，而晶体管1410是ρ型功率FET或ρηρ型功率双极晶体管。输出端子 1403设置在晶体管1408和1410之间的接点处。反馈线1412为预放大器1406提供反馈信号，使其放大输入和输出信号之差。当预放大器1406的输出电压低于输入电压时，预放大器1406的输出增大，且晶体管1408被偏置为导通，为存在于输出端子1403处的任意负载供给电流，并使输出电压达到所需水平。晶体管1410截止。当预放大器1406的输出电压大于输入电压时，预放大器1406的输出下降且晶体管1410被偏置为导通，从存在于输出端子1403处的任意负载吸收电流，从而使输出电压达到所需水平。晶体管1408截止。
发明内容
在一个一般的方面，本发明的实施例可以涉及一种用于与放大输入信号的功率放大器一起使用的电路。该电路可以包括幅度校正电路和开环开关调节器(switching regulator)。幅度校正电路可以被配置成从代表输入信号的包络的输入包络信号产生校正的包络信号。开环开关调节器可以连接到幅度校正电路，且可以基于校正的包络信号为功率放大器供电。根据各个实施例，幅度校正电路产生的校正包络信号是输入包络信号和开环开关调节器的误差电压的函数。在另一一般方面，本发明可以涉及用于与放大输入信号的功率放大器一起使用的电路的实施例。该电路可以包括第一调节器、第二调节器以及求和电路。该第一调节器可以用来提供第一功率部分，该第一功率部分正比于输入信号的包络减去偏差。第二调节器可以用来提供基本等于该偏差的基本恒定的第二功率部分。求和电路可以电连接到第一调节器、第二调节器，并被配置成连接到功率放大器。根据各个实施例，求和电路可以用于对第一功率部分和第二功率部分求和，并提供结果以对功率放大器供电。在又一一般方面，本发明可以涉及包括开关调节器的系统的实施例。该开关调节器可以配置成提供与代表输入信号的包络的包络信号成正比的输出；且周期性地调整开关调节器的开关频率。 在再一一般方面，本发明可以涉及与放大输入信号的功率放大器一起使用的电路的实施例。该电路可以包括彼此并联的开关调节器和线性调节器。并联的开关调节器和线性调节器可以配置成向功率放大器供电。根据各个实施例，线性调节器可以包括预放大级以及第一和第二射频(RF)晶体管。第一 RF晶体管和第二 RF晶体管可以串联地电连接在正电源电压和负电源电压之间。预放大级的输出可以被提供到第一 RF晶体管的偏置端子和第二 RF晶体管的偏置端子。而且，线性调节器和开关调节器可以对与输入信号的包络相关的包络信号做出响应，并且来自并联的线性调节器和开关调节器的输出功率可以是基于该包络信号的。
在本文中，结合下面的附图以举例的方式描述了本发明的各个实施例，其中在附图中图1是根据本发明的各个实施例的电源的示意图；图2(a)_(i)和图3(a)_(i)示出了根据本发明的各个实施例的图1的电源的工作的理想波形；图4和5是根据本发明的其它实施例的电源的示意图；图6-13是根据本发明的各个实施例的功率放大器系统的框图；图14示出了现有技术线性调节器；图15示出了线性调节器的一个实施例；图16示出了具有预放大级的线性调节器的一个实施例，该预放大级包括一对预放大器；图17示出了包括偏置调整电路的线性调节器的一个实施例；图17A示出了模拟偏置调整电路420的一个实施例；图18示出了包括线性调节器、开关调节器和平均电流监控器的混合调节器的一个实施例；图19示出了模拟电流监控器电路的一个实施例；以及图20示出了混合线性开关调节器的一个实施例。
具体实施例方式图1是根据本发明的各个实施例的电源10的示意图。电源10包括一定数量的(N 个)并联的开关模式的功率模块12i_N。每个功率模块12i_N均可以将公共输入电压(Vin) 转换为相同平均幅度的相应输出电压，这允许模块12i_N如图1所示的被连接在一起，以对负载14进行供电。每个功率模块12i_N在结构方面可以相同，但是如下面更详细解释的，相对于彼此以相位偏移(或“交织”)的方式工作。如图1所示，根据一个实施例，每个功率模块12i_N 可以包括，例如，同步降压转换器。在这种连接中，功率模块12i_N可以包括功率开关16i_N、 同步整流器18i_N、输出电感器2(VN以及用于向功率开关16i_N和同步整流器18i_N提供选通信号的选通驱动器22i_N等。转换器10还可以包括控制器M，控制器M用于输出PWM控制信号到相应功率模块12i_N，以控制功率开关Iei,和同步整流器18i_N的开/关时间。同步降压转换器的功率处理操作在本领域中是已知的，因此本文不再进一步解释。另外，应当注意，对于功率模块12i_N，可以使用其它开关模式的拓扑。例如，功率模块12i_N可以包括其它类型的隔离或非隔离降压或降压导出(buck-derived)功率级。而且，还可以使用升压或降压-升压和/或电流馈电拓扑。本发明相应地不限于图1所示的同步降压。而且，如图1的示例性实施例所示，功率模块12i_N不需要包括大多数转换器拓扑中包括的离散输出电容器。因而，在这种实施例中，用于电源10的输出滤波器仅包括来自电感器2(VN的电感和负载14的固有有效电阻，忽略了对电源10的工作来说通常无关紧要的寄生电容的影响。根据各个实施例，控制器M可以实施为可编程数字控制器。可替代地，依赖于供给到相应功率模块12i_N的PWM信号的逻辑电平，功率模块12i_N可以将功率模块12i_N(见图 1)的Vsi节点(1彡i彡N)连接到Vin或Vret。因而，在任意给定时间，某些功率模块U1, 将处于前向状态(即，Vsi等于Vin)，其余功率模块将处于续流状态(S卩，Vsi等于Vret) (忽略过渡状态)。在稳定状态工作期间，所有PWM控制信号(PWM 1至PWM N)由相同的占空比表征。然而，相应PWM信号可以在相位上彼此偏移T/N，其中T是功率模块12i_N的开关周期，N是模块数。可以通过改变处于所谓的“正向”状态的模块12i_N的数量占功率模块总数的比值， 来实现输出电压(Vout)的调节。因而，功率转换器的稳定状态输出电压(忽略从一个稳定电压电平到另一个稳定电压电平的过渡)等于Vout(t) = Vin*k(t)/N (1)其中N是模块12的总数(与其状态无关)，且k(t)是在时间t处于正向(或高) 状态的功率模块12的数目。可以通过图2(a)-(i)中的理想波形来理解该操作。在该实例中，电源10具有4个功率模块(N = 4)，每个模块12相对于下一模块相差九十(90)度相位地工作。图2(f)-(i) 的波形示出了用于相应功率模块12的PWM控制信号，图2(b)-(e)的波形示出了每个模块 12的电感器20中的电流，且图2(a)中的波形示出了转换器10的输出电压。可以看出，在周期Tl中，每个功率模块具有25%的占空比。因而，在任意时刻，4个模块12只有其中之一是正向(高)状态。因而，输出电压是一个单位。在周期T2中，每个功率模块12具有50%的占空比。这样，从时间t5开始一直持续到时间tlO，在同一时刻，4 个模块12中有两个处于前向状态。输出电压(Vout)因而是两个单位(即，两倍于周期t0 至t5的值)。在周期T3中，每个模块12的占空比为75%。因此，从时间tlO—直持续到时间tl5，在同一时刻，4个模块12中有三个处于前向状态。因此输出电压(Vout)是三个单位(或者三倍于周期tO至t5的值)。因而，在这些波形中可以看出，依照上述等式(1)， 可以通过改变PWM信号的占空比来改变输出电压，以控制在任意时刻处于前向状态的模块 12的数目。图3的波形示出了另一种设计可能性。与图2的状态不同，在图3的波形中，模块 12的占空比(D)不属于有限集合的值Dset = {k/N}其中N是模块总数(在图3的实例中N = 4)，且k是从O到N的任意整数(即， O彡k彡N)。例如，在图3中，在时间周期Tl和T2期间，模块的占空比是3/8 = 37.5%。 从时间周期T2开始，占空比变为5/8 = 62.5%。从图3(a)的波形可以看出，在这种情形下，输出电压在等式(1)决定的两个相邻稳定电平之间振荡。因此，通过提供足够多数目的功率模块12，可以实现任意低的电压幅度和电平间振荡。而且，输出电压的调制速度可以超过功率模块12的开关频率(f = 1/T，其中T是开关周期)。这使得图1的功率电源10的实施例适用于rf线性功率放大器的动态电源电压需求，且适用于要求快速电源电压调制的其它应用。图4是使用升压转换器作为功率模块12的电源10的一个实施例的示意图。也可以在其它实施例中使用同步升压转换器。图5是使用降压-升压转换器作为功率模块12 的一个实施例的示意图。同样，也可以在其它实施例中使用同步降压-升压转换器。也可以使用从这些拓扑得出的转换器拓扑。图6是根据本发明的各个实施例的功率放大器系统40的简化框图。功率放大器 42放大输入rf信号(RF in)以产生输出rf信号(RF out)。功率放大器42可以具有一个或多个放大级。rf输入信号的采样经由耦合器44被耦合到包络检测器46。包络检测器46 检测输入rf信号的包络。根据各个实施例，可以省略包络检测器46，且所需的电压(或电流)可以直接从基带信号得出，基带信号为数字信号或模拟信号。由电源10经由电源电压输入48供给到功率放大器42的电压正比于检测的包络信号。添加反馈信号50，以补偿由电源10引入的误差。因而，图6的系统40可以被认为具有“闭环”电源10。如上所述，电源10可以调制施加到功率放大器42的电源电压，以匹配功率放大器42的动态输入电源要求。出于简单目的，在图6中没有示出功率放大器的其它公知组件。还可以对电源电压进行其它调整，以实现系统的其它目的，诸如，线性或某种失真水平。图7是根据本发明的另一实施例的功率放大器系统40的简化框图。为了增加调制带宽，在图7的实施例中，电源10 (见图6)的反馈信号50被省略。因而，图7的电源10可以被认为是“开环”电源。通过去除反馈循环，系统中的延迟变得明显。这种延迟是由PWM 产生电路、选通驱动器和电源10的功率晶体管引入的(如前面所解释的，对于没有离散输出电容器的电源10的实施例，输出滤波器不引入任何有意义的延迟)。为了使rf信号包络与调制电源电压匹配，可以通过延迟电路52在驱动rf功率放大器的信号中引入匹配延迟。 作为本领域中公知的概念，这种调整也可以被视为用于带宽的折衷延迟。图8示出了功率放大器系统40的另一实施例。图8的实施例基本与图7相同，并加入了延迟调整电路60。不管处理后信号的频谱如何，由于电源10的开环布置，电源10引入的延迟是第一程度的恒定。然而，该延迟会受到准确值的不确定性和漂移的影响。将这种延迟调节为最佳地匹配所需值的布置将有益于高频调制。该角色可以由延迟调节电路60 来执行，该电路可基于本领域已知的锁相环原理或其它电路技术。延迟调节电路60提供延迟调节信号到电源10，使其具有所需值。如图8所示，延迟调节电路可以从输入和输出包络检测器46、62接收输入和/或输出包络信号。输出RF信号的采样可以通过输出耦合器64 提供到输出包络检测器62。图9示出了功率放大器系统40的另一实施例。在该实施例中，添加了与主开关开环调节器(即，电源10)并联的第二闭环调节器70。第二调节器70优选地实现为线性调节器(串联通路或分流)或者是以充分高于主开关调节器10的开关频率工作(因此具有高得多的带宽)的开关调节器。第二调节器70的目的是对供给到功率放大器42的调节电压提供快速和精确的调节。第二调节器70在频域中的角色可以描述为对超出主开关调节器10的带宽的频谱部分提供调节。由于具有充分更高的开关频率，第二调节器70可能具有充分更低的效率，然而，因为整个功率密度谱中最高频率的相对小的贡献，系统40的整体效率仅受到很小程度的影响。如图9所示，第二调节器70可以以闭环布置工作以提供精确的响应。如果与开环开关转换器10 (如图9所示)匹配，延迟电路72优选地被用于在其控制信号中向第二调节器70提供延迟，该延迟与来自rf信号路径中引入的延迟电路52的延迟相匹配。例如，由于第二调节器70的开关频率更高或线性结构，导致其内部延迟小得多，因此第二调节器70 的闭环布置不会引起前述的稳定性问题。该系统配置可以被理解成是，使用粗调节来输送大部分功率的高效的开关调节器(即，电源10)与提供精细调节的可能效率较低的快速调节器的组合。图10提供功率放大器系统40的又一实施例。图10的实施例类似于图9的实施例，只不过和图8的实施例一样，图10中使用了延迟调节电路60。在该方案中，主开关调节器(电源10)的延迟和第二调节器70的延迟是由延迟调节电路60来调节的，以确保输入rf包络和调制电源电压之间的最佳匹配。如有必要，延迟调节电路60还可以提供反馈到延迟电路72，使得延迟电路52、72的延迟相匹配。图11示出了系统40的另一实施例，该系统40包括连接在包络检测器46和电源 10之间的幅度校正电路80。幅度校正电路80可以调整包络检测器46的信号，以校正电源 10的不理想特性。这可用于增加系统40的准确性，同时维持开环配置中操作系统40的优
点ο应当意识到，实践中，由于系统40中的不理想的特性(例如，组件电阻等)，电源 10的输出电压(Vout)被减小了误差电压(Vd)的量。因此，如等式2所示，输出电压(Vout) 可以被重新表述如下Vout (t) = (Vin*k (t)/N)-Vd (2)幅度校正电路80可以通过补偿图11的开环系统40的不理想特性(例如，Vd)的方式来调整包络检测器46的信号。例如，幅度校正电路80可以包括缩放因子、其变化速度、 待补偿的非理想特性或这些因素的组合，其中缩放因子是基于所需输出电压的瞬态值。而且，由于开关系统的各种非理想属性，如，控制信号的延迟传播、功率切换电路中的延迟、各个模块的电压切换的有限斜率以及功率路径的阻抗的限制影响，快速变化的信号的幅度可能会减小。在这种情况下，用取决于所需输出电压变化的速度和方向的量来校正输出电压可能是有利的。根据各个实施例，幅度校正电路80可以以数字方式(例如，作为查找表) 或以模拟方式(例如，基于二极管的电路)来实施。例如，如图12所示，自适应电路82可以被添加到开环配置的系统40中。自适应电路82可以连接在电源10的输出端和幅度校正电路80之间。自适应电路82可以监控由开关电源产生的电压的精确性，并相应地调整幅度校正电路80的特性(例如，通过调整查找表的内容)。根据各个实施例，可以省略自适应电路82，而其功能可由幅度校正电路80 来实现。例如，可以在电源10的输出端和幅度校正电路80之间形成连接。幅度校正电路 80则可以基于电源10的输出来调整其自身特性。根据各个实施例，系统40可以被配置成，使得对幅度校正电路80的校正以缓慢的方式发生。例如，幅度校正电路80的特性可以逐渐地会聚到一种特性上，导致可实现最小失真(例如，跨越几秒)。用于调整幅度校正电路80的误差信号可以从rf信号的包络获得。图13示出了包括非调节(例如，固定的)或缓慢调节的电源84的系统40的一个示例性实施例。图13的系统40在，例如，从零到最大电压或电流的全部范围中都不需要对输出电压进行快速调制的配置中可能是有用的。如图13所示，电源10将被配置成用于涵盖输出范围的快速变化部分的操作。剩余部分将被固定的或缓慢变化的电源84涵盖。两个电源10、84的输出可通过，例如，求和电路86而被相加。在一个示例性实施例中，可能要求在12和观伏特之间进行快速调制。在这种情况下，电源84可以提供约12伏特的固定或缓慢调制的信号，而电源10可以提供在零至16伏特之间被快速调制的信号。两个电源 10,84的信号然后可以相加，得到在12至观伏特之间变化的信号。在各个实施例中，可能希望减小电源10的开关波纹对rf信号的影响。例如，电源 10的开关频率可以周期性地调整，从而在较宽的带宽上分布派生频率或者使派生频率偏移到所需(损害较小的)频率。图15示出了可以与例如本文所描述的其它调节器实施例一起使用的线性调节器1500的一个实施例。线性调节器1500可以被用作混合线性开关调节器的一部分，或者可以单独使用。根据各个实施例，调节器1500包括电连接到输出级1506 的预放大级1504。可以在输入端子1510处提供输入信号，而输出信号可以被提供给端子 1508处的负载。在图15所示的实施例中，预放大级1504包括单个预放大器1502，但是也可以包括并联或串联的一个以上的预放大器。预放大器1502可以执行输出级1506之前的所有放大级。例如，预放大器1502可以执行低功率放大和中等功率放大。输出级1506可以包括一对晶体管T1、T2和倒相电路1512。晶体管Τ1、Τ2可以是任意合适类型的晶体管，包括，例如，金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)、金属半导体场效应晶体管(MESFET)、其它场效应晶体管(FET)或双极晶体管。Tl和Τ2可以由一种或多种任意合适的半导体材料构成，包括，例如，硅、砷化镓(GaAs)等。偏置组件1516、1518可以为Tl和Τ2提供合适的偏置。例如，当Tl和Τ2是场效应晶体管(FET)时，偏置组件1516、 1518可以用作简单的电压源，以至少在相应栅极上提供阈值电压。在一个实施例中，偏置组件1516、1518可以包括二极管，二极管的相应阳极经由电阻器串联连接到正和负电源电压。然而，也可以使用各种其它配置，包括齐纳二极管电路、阻容电路等。在Tl和Τ2是双极晶体管或其它电流偏置晶体管的实施例中，偏置组件1516、1518可以至少提供阈值电流到相应基极。例如，偏置组件1516、1518可以包括电阻器或基于晶体管的电路。根据各个实施例，Tl和Τ2可以是射频(RF)晶体管。RF晶体管可以被优化以用于线性区域中的高频ac操作。这可以通过最小化所有晶体管端子的寄生电容和栅极或基极的寄生电阻实现。这可以允许RF晶体管较快地改变其工作状态。RF晶体管优化的不利后果是，当导通直流(dc)时它们通常经受相对高的损耗。这是因为它们有较高的导通电阻。 与RF晶体管对照，功率晶体管可以被优化为，例如，通过最小化导通电阻，以最低损耗来导通电流。然而，功率晶体管的栅极或基极处可能具有较高的寄生电容和寄生电阻，这使得功率晶体管难以较快地改变状态。例如，被设计为消耗几瓦至几十瓦之间的中等尺寸的功率晶体管，可以具有约四至二十mohm的导通电阻。类似尺寸的60V RF晶体管可以具有约20 至200pf的输入电容以及约0. 5至IOpf的反馈电容。这些范围仅用于示例目的，并不旨在限制。根据各个实施例，Tl和T2可以属于相同的类型。例如，如果Tl和T2是FET，则它们均是η型FET或ρ型FET。如果Tl和Τ2是双极晶体管，则它们都是ηρη或ρηρ型。Tl 和Τ2还可以是射频(RF)晶体管。晶体管Tl和Τ2可以串联地电连接在正电源电压和负电源电压之间。调节器1500 的输出端子1508可以位于晶体管Tl和Τ2的公共节点处。在Tl和Τ2是FET的实施例中， Tl的漏极可以电连接到正电源电压；Tl的源极可以电连接到Τ2的漏极；并且Τ2的源极可以电连接到负电源电压。在Tl和Τ2都是双极晶体管的实施例中，Tl的集电极可以电连接到正电源电压；Tl的发射极可以电连接到Τ2的集电极；且Τ2的发射极可以电连接到负电源电压。反馈线1514可以提供从输出端子1508到预放大器级1504的反馈信号。电源电压可以被选择为任意合适值，包括，例如，12伏特、15伏特、5伏特、接地电压等。Tl和Τ2的偏置端子(例如，对于FET为栅极，对于双极晶体管为基极)可以电连接到预放大级1504的输出端。在Tl和Τ2属于相同类型的实施例中，如图15所示，Τ2倾向于使从预放大级1504接收的信号的相位反转。因此，可以将倒相电路1512电连接在预放大级1502和T2的偏置端子之间。倒相电路1512可用于在预放大级的输出到达T2之前使该预放大级输出的相位发生偏移。例如，倒相电路1512可以在预放大级输出信号遇到T2 之前使预放大级输出的相位偏移约180度。因此，Tl和T2可以彼此不同相地工作，使得Tl 在输入电压大于零时提供电流且T2在输入电压小于零时吸收电流。倒相电路1512可以通过任意合适的一个或多个电路组件来实施。例如，倒相电路 1512可以包括具有单位增益的反相放大器配置。这种配置的一个例子可包括被配置成反相(invert)并且与合适的组件(例如，电阻器、电容器等)耦合以产生单位增益的运算放大器(Op-Amp)。这种配置的另一例子可包括FET，该FET的漏极经由电阻器电连接到正电源电压，其栅极电连接到预放大器级1502的输出，且其源极，例如经由第二电阻器，电连接到T2的偏置端子。可选择电阻器的电阻以实现单位增益。根据各个实施例，倒相电路1512可以具有与之相关联的非单位增益。例如，在如图15所示的调节器1500中，Tl和T2可以呈现实质上不同的电压增益。倒相电路1512的增益可以被选择为，例如，使得倒相电路1512加上T2的增益基本等于Tl的增益。图16示出了具有预放大级1604的线性调节器1600的一个实施例，该预放大级 1604包括一对预放大器1602和1603。调节器1600可以用作混合线性开关调节器的一部分，或者可以单独使用。同相预放大器1602可以在同相输入端处从输入端子1610接收信号，而反相预放大器1603可以在反相输入端处从输入端子1610接收信号。因此，相应预放大器1602、1603的输出的相位可以是相反的。而且，相应预放大器1602、1603的输出可以电连接到Tl和T2的偏置端子。同相放大器1602的输出端可以电连接到Tl的偏置端子，而反相预放大器1603的输出端可以电连接到T2的偏置端子。因为预放大器1603的输出被反转，在调节器1600中，诸如上述电路 1512这样的倒相电路可以不是必需的。而且，因为Tl和T2由单独的预放大器1602、1603 驱动，Tl和T2的电压增益之间的任意差异可以通过调整相应预放大器1602、1603的增益而解决。另外，在各个实施例中，Tl和T2可以以类似于如上所示的关于调节器1500描述的形式来相连。例如，Tl和T2可以串联地电连接在正电源电压和负电源电压之间。同样， 调节器1600的输出端子1608可以位于Tl和T2的公共节点处；且反馈线1614可以向预放大级1604提供来自输出端子1608的反馈信号。图17示出了包括偏置调整电路1720的线性调节器1700的一个实施例。调节器 1700可以用作混合线性开关调节器的一部分，或者可以单独地使用。偏置调整电路1720可校正偏置电流漂移。调节器1700可以包括预放大级1704和输出级1706。图17示出了如上所示的关于调节器1600描述的预放大级1704和输出级1706。然而，应当理解，可以使用任意合适的预放大器和输出级配置，包括，例如，预放大级1402和输出级1404和/或预放大级1504和输出级1506。偏置调整电路1720可以接收基准偏置电流、偏置晶体管Tl和T2的电流的指示以及输出电流的指示作为输入。偏置电流可以在电路内在任意合适的点处测量，例如，在晶体管T2和负电源电压之间，或者在晶体管Tl和正电源电压之间。这些位置的电流可以是当输出电流约等于零时偏置电流的精确表达。在调节器1700的工作过程中，例如，当调节器 1700结合开关调节器使用以形成混合调节器时，输出电流可以约等于零。在这种配置中， 开关调节器将驱动用于频率相对较低的信号的输出，而线性调节器1700将驱动用于频率
10相对较高的信号的输出。当输入信号缺少相对高频的成分且开关调节器产生的电压是精确的时，线性调节器1700的输出电流约为零，允许输出级1706的偏置电流被测量。例如，电路1720可以感测偏置电流且将其与基准偏置电流进行比较。如果偏置电流不匹配，或者与基准偏置电流具有预定关系，则电路1720可以对调节器400做出调整以校正偏置电流。例如，电路1720可以调整预放大级1704的输出的dc偏移。偏置调整电路1720可以根据具有所需功能性的任意合适的配置来设计。例如，偏置调整电路可以包括微处理器、状态机或其它数字电路。根据其它实施例，电路1720可以实施为模拟电路。图17A示出了模拟偏置调整电路1720的一个实施例。电路1720可以包括配置成反相放大器的op-amp 1722。经由包括元件17M、1726的合适的增益设置网络， 代表基准偏置电流(Ibias基准)的信号被施加到op-amp 1722的正输入端，并且代表测量的偏置电流abias)的信号可以被施加到op-amp 1722的负输入端。采样和保持电路17 可位于op-amp 1722的输出端处。例如，采样和保持电路17 可包括开关1730和电容器 1732，如图所示。开关1730可以仅在输出电流基本上等于零的时候被激活(使导通)，这使得电容器1732的电压得到更新。在线性调节器1700的输出电流基本上不等于零期间，开关1730被停用(处于高阻抗)，从而有效隔离电容器1732。该电容器1732保持电压，直至输出电流基本上等于零的下一时刻来临而使其电压能够得以更新为止。图18示出了包括线性调节器1802、开关调节器1804和平均电流监控器1806的混合调节器1800的一个实施例。线性调节器1802可以是任意合适类型的线性调节器，包括， 例如，上述的一个或多个线性调节器1400、1500、1600和1700。开关调节器1804可以是任意类型的开关调节器，或者被设计为在高电流应用中工作的任意类型的调节器。在混合调节器中，可能希望线性调节器1802和开关调节器1804的电压输出匹配， 以防止一个调节器(例如，开关调节器1804)驱动输出而否定了另一调节器的贡献。调节器1802、1804之间的电压匹配可以通过监控输送到负载的平均电流来监控。来自线性调节器1802的正平均电流可以表示开关调节器1804的电压平均起来过低，而来自线性调节器 1802的负平均电流可以表示开关调节器1804的电压平均起来过高。平均电流监控器电路 1806可以监控平均电流且对开关调节器1804的增益做出适当的调整，如图18所示。例如， 如果线性调节器1802的平均电流比第一预定阈值更负，则平均电流监控器电路1806可以减小开关调节器1804的增益。如果该平均电流比第二预定阈值更正，则电路1806可以增加开关调节器1804的增益。根据各个实施例，第一预定阈值可以等于第二预定阈值。这两个预定阈值之中的一个或者两个可以等于零。应当理解，在调整开关调节器之外额外地，或者代替调整开关调节器，电路1806可以对线性调节器1802的增益做出调整。在这种情况下，改变的方向是相反的。平均电流监控器电路1806可以根据任意合适的设计来实现。例如，电路1806可以实施为微处理器、状态机或者具有上述功能性的其它数字电路。而且，根据各个实施例， 电流监控器电路1806可以实施为模拟电路。例如，图19示出了模拟电流监控器电路1806 的一个实施例。电路1806可以包括配置成同相放大器的运算放大器1904(Op-amp)，以及位于执行时间平均的反馈路径中的电容器1910。代表输出电流的信号在op-amp 1904的同相输入端1902处提供。例如，该信号可以是将输出电流施加到电流感测电阻器(未示出)的结果。电阻器1906、1908和电容器1910的值可以被选择为，使得电路1806对调节器1804的增益做出适当的调节。可以选择电容器1910的值，以选定执行时间平均的时间间隔。当输出电流的时间平均为正时，可以执行对调节器1804的增益的适当的正调整。当输出电流的时间平均为负时，可以执行对调节器1804的增益的适当的负调整(减小)。图20示出了混合线性开关调节器2000的一个实施例。调节器2000可以包括线性调节器2002和开关调节器2004。开关调节器2004可以包括任意合适种类的开关调节器。在各个实施例中，例如，如上文关于图1-5所描述的，开关调节器2004可以包括并联布置且受控的多个开关模式的模块。线性调节器2002可以包括任意合适类型的线性调节器。 例如，线性调节器可以如上所述配置。调节器2002、2004可以以各种开环或闭环配置工作。 例如，开关调节器2004可以配置成以开环配置工作，而线性调节器2002可以配置成以闭环配置工作。当调节器2002、2004其中的一个或者两个以开环配置工作时，例如，如上所述， 可适用的延迟可以被弓丨入到调节器2000。各个实施例涉及用于向负载提供调制的输出电压的电源。根据各个实施例，电源包括多个并联的开关模式的功率模块和控制器。控制器连接到每个功率模块，且用于控制相应模块的占空比，使得功率模块在稳态具有相同的占空比，但是以相移的或者“交织的” 方式。另外，控制器通过控制同时处于前向状态的功率模块与模块的总数的比例，来控制功率转换器的输出电压。这样，通过提供足够大数量的功率模块，可以获得任意低的输出电压幅度和级间振荡。而且，输出电压的调制速度可以超过功率模块的开关频率。这使得电源的实施例适用于rf线性功率放大器的动态电源电压需求，且适用于需要快速电源电压调制的其它应用。根据各个实施方式，功率模块不包括独立的输出滤波电容器。而且，功率模块可以包括很多开关模式的拓扑中的任意一个，包括降压、升压或降压-升压转换器以及从这些拓扑得出的转换器。而且，功率模块可以是电压馈电或电流馈电型的。为了进一步提高电源的调制频率，可以在不使用电压反馈的情况下实现输出电压的调制。这是可行的，因为电源优选地没有或者仅具有很少的输出电容。因而，这又导致高至最大调制频率的功率级的平坦增益特性，其中最大调制频率可大于电源的开关频率。如果这样，在开环布置中，输出电压的幅度将相当精确地符合指令信号基准(平均占空比)。 这种开环布置进而消除了潜在的不稳定性问题，并消除了补偿开关转换器的功率处理路径中固有延迟所导致的闭环系统的难题。因此，可以实现更高的调制频率。在一些开环系统中，可以包括幅度校正电路，以用来校正开环配置中电源的不理想特性。幅度校正电路可以通过，例如，基于所需输出电压的瞬时值的缩放因子、其变化速度、电源的不理想性或者这些因素的任意组合，来调整输入到电源的输入信号。根据各个实施例，可以包括自适应连接，以允许幅度校正电路基于输出信号来调整其缩放因子。如果闭环布置中的高带宽调节器(例如，低效率线性调节器)与上述开环开关电源相结合，则可以获得速度和精确度的进一步改善。这种组合可以允许开关电源高效地处理大部分功率密度谱，并且仅允许线性调节器高效地处理高端部分的功率密度谱(加上可能的精确度调整)。线性调节器的控制信号优选地被延迟与开环开关电源的延迟匹配的时间段。为了补偿开关电源引入的延迟的不确定性和漂移，可以向电路中添加用于对控制信号中的延迟进行控制的自适应机制。
一些系统可以包括与上述快速调节电源相结合的非调节或慢速调节电源。快速调制电源可以配置成涵盖输出范围的快速变化部分，而非调节或者慢速调节电源可以配置成涵盖输出范围的固定或慢速移动部分。根据各个实施例，调节器2000的输出可以配置成跟踪输入信号的包络。例如，耦合器2008可以向包络检测器2006提供输入信号的采样。包络检测器2006可以调整各个调节器2002、2004，以确定它们的输出为输入信号的包络。调节器2002、2004的输出可被提供用来为诸如功率放大器2010等的放大器供电。尽管本文就某些实施例描述了本发明，但本领域技术人员将会理解，可以实现本发明的很多修改和变形。例如，如上文所解释的，可以使用电流馈电功率模块。而且，在如图8至10所示的功率放大器系统40的各实施例中，除了本文中结合图1至5所描述的那些电源类型之外，其它类型的开关电源也可以用作开环电源10。以上描述和以下的权利要求旨在覆盖所有这种修改和变形。
权利要求
1.一种功率放大器系统，包括功率放大器，其用于放大输入信号；第一调节器，其用于提供第一功率部分，该第一功率部分与所述输入信号的包络减去偏差成比例；第二调节器，其用于提供基本等于所述偏差的基本恒定的第二功率部分；求和电路，其电连接到所述第一调节器、所述第二调节器和所述功率放大器，其中所述求和电路用于对所述第一功率部分和所述第二功率部分求和，且提供结果以为所述功率放大器供电。
2.根据权利要求1所述的功率放大器系统，其中所述第一功率部分与所述输入信号的电压包络成比例。
3.根据权利要求1所述的功率放大器系统，其中所述第一功率部分与所述输入信号的电流包络成比例。
4.根据权利要求1所述的功率放大器系统，其中所述第二功率部分约为十二伏特，且所述第一功率部分在大约零伏特和大约十六伏特之间。
5.根据权利要求1所述的功率放大器系统，其中所述第二调节器是配置成周期性地调整所述第二调节器的开关频率的开关调节器。
6.一种与放大输入信号的功率放大器一起使用的电路，该电路包括第一调节器，其用于提供第一功率部分，该第一功率部分与所述输入信号的包络减去偏差成比例；第二调节器，其用于提供基本等于所述偏差的基本恒定的第二功率部分；求和电路，其电连接到所述第一调节器、所述第二调节器，且被配置成连接到所述功率放大器，其中所述求和电路用于对所述第一功率部分和所述第二功率部分求和，且提供结果以为所述功率放大器供电。
全文摘要
本发明提供了一种与放大输入信号的功率放大器一起使用的电路。该电路可包括幅度校正电路和开环开关电路。幅度校正电路可以被配置成从代表输入信号的包络的输入包络信号产生校正包络信号。开环开关调节器可以连接到幅度校正电路，且可以基于校正包络信号为功率放大器供电。根据各个实施例，幅度校正电路产生的校正包络信号是输入包络信号和开环开关调节器的误差电压的函数。
文档编号H03F1/32GK102355197SQ20111030545
公开日2012年2月15日 申请日期2008年1月4日 优先权日2007年3月13日
发明者王林国, 皮奥特.马科斯基 申请人:雅达电子国际有限公司