一种具备多倍频程的功率放大器及其设计方法与流程

本发明涉及通信中使用的放大器领域，更具体地，涉及一种具备多倍频程的功率放大器及其设计方法。

背景技术：

在这个信息化的社会，信息的传输是社会生活中不可缺少的重要环节，因而通信技术也成为自上世纪80年代以来发展最迅速的领域之一。射频功率放大器是无线通信系统中的重要组成部分之一，其作用是放大通信信号功率，以增加信号的传输距离，所以其功率输出能力直接影响到信号的发射和传输距离。功率放大器也是无线通信系统中的主要耗能原件，功率放大器消耗了基站中40％-60％的能量。功率放大器的效率直接影响到整个通信系统的效率，随着无线通信系统的不断改进以满足用户的各种需求，下一代无线通信系统需要工作在不同的通信标准/频率下对于不同的应用，像LTE、WIMAX，为了实现高的数据率包含了越来越多数量的高频带。以往解决这个问题采用的方法是使用多个无线工作在不同频率的放大器，这样不仅会造成浪费，也会是设备的体积庞大。因此需要功率放大器能够高效的工作在宽频带范围内覆盖多个通信频率。

一般的A类，AB类功率放大器不能满足高效的需求。目前提高效率的方法有很多种，像D类放大器、E类放大器、J类放大器、F类放大器以及Doherty放大器，D类放大器的结构限制了他在高频段使用。E类功率放大器因为其相对简单的电路和高效率经常用来做宽带放大器，但是E类放大器属于开关型放大器，在高工作频率下其并联电容不能及时充放电去实现理想的漏极波形导致效率下降。Doherty放大器由于负载调制网络限制其带宽。谐波控制连续F类放大器和J类放大器既能满足高效率，高线性度的需求，又能实现宽带的需求，从实现的难易程度来讲，连续F类放大器以结构简单，实现容易成为宽带高效放大器的首选。

由于现有无线通信技术的总带宽覆盖超过一个倍频程的宽带宽，这对相应的功率放大器的需要提出了巨大的需求。不幸的是，大多数现有的F类放大器配置不能满足这个要求。因此，需要一种新的设计方法来进一步扩大F类功率放大器的带宽，实现多倍频程宽带覆盖。

技术实现要素：

本发明提供一种的高效率，高线性度，带宽覆盖多倍频程的具备多倍频程的功率放大器。

本发明的又一目的在于提供一种多倍频程的功率放大器的设计方法。

为了达到上述技术效果，本发明的技术方案如下：

一种具备多倍频程的功率放大器，包括从上至下依次排布的三层结构：第一层为微带单元，第二层为基板，第三层为金属地层；其中第一层微带单元为加载有分立元件和金属化过孔的连续F类功率放大器；

所述该放大器由输入匹配电路，稳定电路，输入谐波控制电路，功放芯片M1，输出匹配电路和，栅极偏置电路和漏极偏置电路和信号屏蔽单元组成，输入端口线与输入匹配电路相连，输入匹配电路与稳定电路相连，稳定电路与输入谐波控制电路，栅极偏置电路与输入谐波控制电路中的并联四分之波长短路微带线重合，输入谐波控制电路与功放芯片M1相连，功放芯片M1后面接输出匹配电路和，漏极偏置电路与二次谐波匹配电路中的二次谐波下二分之一并联短路微带线是重合的。输出匹配电路和通过隔直电容与输出端口线相连。

进一步地，所述输入匹配电路由多个双枝节的并联开路微带线通过串联微带线连接构成，从左到右微带线的长、宽分别为L2、W2，L3、W3，L4、W4，L5、W5，L6、W6。输入端口微带线的长、宽分别为L1、W1；所述稳定电路由并联的RC谐振电路构成，电阻的阻值为R2，电容的容值为C1；所述输入谐波控制电路由工作中心频率下的并联四分之波长短路微带线和三次谐波下的并联四分之一波长开路微带线构成，其长，宽分别为L8、W8，L7、W7；所述功放芯片M1是Cree公司生产的CGH40010F GaN HEMT。

进一步地，所述输出匹配电路由谐波控制网络和多基频匹配网络构成，谐波控制网络由二次谐波控制网络和三次谐波控制网络构成，三次谐波控制网络由双枝节的三次谐波下的四分之一波长并联开路微带线连接串联微带线构成，其长、宽分别为L10、W10，L9、W9；二次谐波控制网络由二次谐波下的四分之一波长并联开路微带线和二分之一并联短路微带线连接串联微带线构成，其长、宽分别为L12、W12，L12、W12，L13、W13；多基频匹配网络由两个并联的开路微带线连接串联微带线构成，其长、宽分别为L15、W15，L16、W16，L14、W14，多基频匹配网络连接在谐波控制网络之后；所述二次谐波控制网络与三次谐波控制网络中的串联微带线的长L9和宽W9有关。所述多基频匹配网络与三次谐波控制网络中的串联微带线的长L9和宽W9和二次谐波控制网络的串联微带线的长L11和宽W11有关。

进一步地，所述栅极偏置电路和漏极偏置电路由工作中心频率下四分之一波长微带线连接双叶扇形R1、R2再接焊盘构成，四分之一波长微带线的长、宽分别为L8、W8，L12、W12；栅极偏置电路中的四分之一波长微带线与输入谐波控制网络的并联四分之波长短路微带线是同一根微带线。漏极偏置电路中的四分之一波长微带线与二次谐波控制网络的二分之一波长并联短路微带线是同一个根线；所述输出匹配电路通过隔直电容与输出端口线相连，输出端口微带线的长、宽分别为L17、W17。

进一步地，所述信号屏蔽单元由良导体加载金属化过孔构成，金属化过孔采用微带工艺固定在基板上，基板为介质材料基板，其中多倍频程的连续F类功率放大器采用的介质材料采用厚度为0.813mm的Rogers 4003C材料，其介电常数为3.38。

进一步地，所述金属地层为铺满良导体的金属地层。

一种具备多倍频程的功率放大器的设计方法，包括以下步骤：

S1：用电路仿真软件得出功放芯片的直流特性图和所需要的基频频点的最佳输出，输出阻抗以及中心频点的二次，三次输出谐波阻抗；

S2：利用斯密斯原图做输入宽带匹配，输入谐波控制匹配，输出谐波控制匹配，输出多基频匹配，最后将整个电路连接起来再做总体的调节，使整个电路达到最佳效果完成设计。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：

本发明提出了一种具备多倍频程的连续F类功率放大器，实现了对功率放大器效率和线性度的提高，并实现了带宽覆盖多个倍频程，非常适合具有高传输速率，多种工作模式，多个通信标准，多个工作频点的现代无线通信系统；该放大器能够同时实现高效率和高线性度，能够实现带宽覆盖多个倍频程，结构简单，成本低。

附图说明

图1为本发明实施例侧面结构示意图；

图2为本发明实施例连续F类功率放大器实物结构图；

图3为本发明实施例连续F类功率放大器微带结构图；

图4为本发明实施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三个基频点在电流产生平面和封装平面阻抗的斯密斯原图表示；

图5为本发明实施例1.4GHz谐波阻抗扩展的斯密斯原图表示；

图6为本发明实施例封装平面多个基频点匹配轨迹的斯密斯原图表示；

图7为本发明实施例电流产生平面整个匹配轨迹的斯密斯原图表示；

图8、9、10为本发明实施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三个频点在电流产生平面的电流电压波形；

图11为本发明实施例多倍频程的连续F类功率放大器S参数图；

图12为本发明实施例整个带宽范围内漏极效率和输出功率图；

图13、14、15为本发明实施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三个频点输出功率、附加效率和漏极效率随输入功率变化图；

图16为本发明实施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三个频点临近信道衰弱比对随输出功率变化图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

实施例1

如图1-3所示，一种具备多倍频程的连续F类功率放大器，包括从上至下依次排布的三层结构：第一层为微带单元101，第二层为基板102，第三层为金属地层103；其中第一层微带单元101为加载有分立元件和金属化过孔的连续F类功率放大器200。

所述功率放大器200由输入匹配电路202，稳定电路203，输入谐波控制电路204，功放芯片M1，输出匹配电路205和206，栅极偏置电路207和漏极偏置电路207和信号屏蔽单元201组成。

输入匹配电路202与输入端口微带线相连，输入匹配电路202由多个双枝节的并联开路微带线通过串联微带线连接构成，从左到右微带线的长、宽分别为L2、W2，L3、W3，L4、W4，L5、W5，L6、W6。输入端口微带线的长、宽分别为L1、W1。

稳定电路203由并联的RC谐振电路构成，电阻的阻值为R2,电容的容值为C1，稳定电路203连接在输入匹配电路202之后。

输入谐波控制电路204由工作中心频率下的并联四分之波长短路微带线和三次谐波下的并联四分之一波长开路微带线构成。其长，宽分别为L8、W8，L7、W7，输入谐波控制电路204与稳定电路203相连。

功放芯片M1是Cree公司生产的CGH40010F GaN HEMT，其静态工作电流为200mA,功放芯片连接在输入谐波控制电路204之后。

输出匹配电路由谐波控制网络205和多基频匹配网络206构成,谐波控制网络由二次谐波控制网络和三次谐波控制网络构成,三次谐波控制网络由双枝节的三次谐波下的四分之一波长并联开路微带线连接串联微带线构成,其长、宽分别为L10、W10，L9、W9。二次谐波控制网络由二次谐波下的四分之一波长并联开路微带线和二分之一并联短路微带线连接串联微带线构成，其长、宽分别为L12、W12，L12、W12，L13、W13。多基频匹配网络由两个并联的开路微带线连接串联微带线构成，其长、宽分别为L15、W15，L16、W16，L14、W14，多基频匹配网络连接在谐波控制网络之后。

二次谐波控制网络与三次谐波控制网络中的串联微带线的长L9和宽W9有关。

多基频匹配网络与三次谐波控制网络中的串联微带线的长L9和宽W9和二次谐波控制网络的串联微带线的长L11和宽W11有关。

栅极偏置电路207和漏极偏置电路208由工作中心频率下四分之一波长微带线连接双叶扇形R1、R2再接焊盘构成，四分之一波长微带线的长、宽分别为L8、W8，L12、W12。栅极偏置电压V1为-2.75V,漏极的偏置电压V2为28V，栅极偏置电路中的四分之一波长微带线与输入谐波控制网络的并联四分之波长短路微带线是同一根微带线。漏极偏置电路中的四分之一波长微带线与二次谐波控制网络的二分之一波长并联短路微带线是同一个根线。

输出匹配电路通过隔直电容与输出端口线相连，输出端口微带线的长、宽分别为L17、W17。

信号屏蔽单元201由良导体加载金属化过孔构成，金属化过孔采用微带工艺固定在基板102上，基板102为介质材料基板102，其中多倍频程的连续F类功率放大器采用的介质材料采用厚度为0.813mm的Rogers 4003C材料，其介电常数为3.38。

金属地层103为铺满良导体的金属地层103。

连续F类功率放大器的中心工作频率为1.4GHz，带宽为128.5％，工作在0.5-2.3GHz之间,输出功率在39.2-41.2dBm之间,漏极效率在60-81％之间，工作频带内的临近信道泄露比从-21.6dBc—-45.2dBc。

本发明还提供了一种具备多倍频程的连续F类功率放大器的设计方法：

首先用电路仿真软件得出功放芯片的直流特性图和所需要的基频频点(本例：0.9GHz、1.4GHz、1.8GHz)的最佳输出，输出阻抗以及中心频点的二次，三次输出谐波阻抗。然后在利用斯密斯原图做输入宽带匹配，输入谐波控制匹配，输出谐波控制匹配，输出多基频匹配，最后将整个电路连接起来再做总体的调节，使整个电路达到最佳效果。

本实施例进行了具体的仿真实验，实验用到的参数如下所示：

连续F类功率放大器工作参数：L1＝5mm、W1＝1.88mm，L2＝8.28mm、W2＝5.4mm，L3＝13.8mm、W3＝1.4mm，L4＝15.8mm、W4＝3.7mm，L5＝13.8mm、W5＝3.8mm，L6＝15mm、W6＝7.9mm，L7＝7.3mm、W7＝1mm，L8＝22mm、W8＝1mm，L9＝6.7mm、W9＝1.8mm，L10＝16.4mm、W10＝1mm，L11＝3.6mm、W11＝1.5mm，L12＝22mm、W12＝1mm，L13＝12.9mm、W13＝2mm，L14＝10、W14＝1.5mm，L15＝5.25mm、W15＝1.6mm，L16＝11.25mm、W16＝1.4mm，L17＝5mm、W17＝1.88mm，R2＝16Ohm，C1＝100pF。

参照图4(本发明实施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三个基频点在电流产生平面和封装平面阻抗的斯密斯原图表示)，此时，功放芯片M1静态工作电流为200mA。先用电路仿真软件通过负载牵引得出封装平面的阻抗，再通过去嵌入的方法得到电流产生平面的阻抗，电流产生平面的阻抗都为实阻抗。

参照图5(本发明实施例1.4GHz谐波阻抗扩展的斯密斯原图表示)，在中心频率最佳阻抗的基础上，将阻抗扩展到满足连续F类放大器的所有阻抗条件。

参照图6(本发明实施例封装平面多个基频点匹配轨迹的斯密斯原图表示)和图7(本发明实施例电流产生平面整个匹配轨迹的斯密斯原图)，此时，将匹配轨迹和图4以及图5中的阻抗的斯密斯原图表示相结合，得出阻抗匹配是否最好。

参照图8、图9和图10(本发明实施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三个频点在电流产生平面的电流电压波形)，在中心频率处的波形基本符合F类放大器方波电压，半正弦波电流的要求。其他频率属于扩展F类波形。

参照图11(本发明实施例多倍频程的连续F类功率放大器S参数图)，此时，连续F类放大器的S参数在0.5GHz–2.3GHz范围内都在-10dB一下，增益在12dB以上。

参照图12(本发明实施例整个带宽范围内漏极效率和输出功率图)，此时，连续F类放大器在0.5GHz–2.3GHz范围的漏极效率大于60％，输出功率大于39.2dBm。

参照图13、图14和图15(本发明实施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三个频点输出功率、附加效率和漏极效率随输入功率变化图)，对应匹配的基频频点的输出功率、附加效率和漏极效率，三个频点中最好的是0.9GHz输出功率41.1dBm,附加效率73％。

参照图16(本发明实施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三个频点临近信道衰弱比对随输出功率变化图)，对应的测试信号为WCDMA,(带宽3.84MHz,，峰均比为6.5dB，±5MHz补偿),临近信道功率泄露比在-21.6dBc to-45.2dBc，最好的点为中心频率处。

通过所测得的良好结果，表明本发明的方案切实可行。

相同或相似的标号对应相同或相似的部件；

附图中描述位置关系的用于仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。