本申请是申请号为201310404045.0，申请日为2013年9月6日，发明名称为“阻抗调整装置”的申请的分案申请
本发明涉及一种高频匹配系统的阻抗调整方法，该高频匹配系统包括：对负载供给高频电力的高频电力供给单元；和对从所述高频电源观察所述负载侧时的阻抗进行调整的阻抗调整单元。
背景技术：
图8是表示高频电力供给系统的结构例的图。该高频电力供给系统是用于对半导体晶片、液晶基板等被加工物进行例如等离子体蚀刻、等离子体cvd(chemicalvapordeposition：化学气相沉积)等加工处理的系统。高频电力供给系统包括高频电源1、传输线路2、阻抗调整装置3、负载连接部4和负载5(等离子体处理装置5)。阻抗调整装置有时也被称为阻抗匹配装置。高频电源1经由传输线路2、阻抗调整装置3和负载连接部4向负载5供给高频电力。在负载5(等离子体处理装置5)中，在配置被加工物的腔室(省略图示)内，使等离子体放电用气体成为等离子体状态，使用成为等离子体状态的气体进行被加工物的加工。等离子体状态的气体是通过将等离子体放电用气体导入腔室内并从高频电源1向设置在腔室内的电极(省略图示)供给高频电力而使等离子体放电用气体放电而生成的。
在用于等离子体蚀刻、等离子体cvd等用途的等离子体处理装置5中，伴随着制造工序的进行，等离子体的状态时时刻刻在变化。由于等离子体的状态发生变化，等离子体处理装置5的阻抗(负载阻抗)时时刻刻在变化。为了从高频电源1向这种等离子体处理装置5高效地供给电力，伴随着负载阻抗的变化，需要调整从高频电源1的输出端观察等离子体处理装置5侧时的阻抗zl(以下，称为负载侧阻抗zl)。因此，在图8所示的高频电力供给系统中，在高频电源1与负载5(等离子体处理装置5)之间安装有阻抗调整装置3。
在阻抗调整装置3，设置有可变电容器(condenser)和可变电感器(inductor)等可变电特性元件。可变电容器是能够改变电容的电容器。可变电容器(condenser)有时也被称为可变电容器(capacitor)。阻抗调整装置3通过调整可变电特性元件的电容、电感等电特性而调整负载侧阻抗zl。阻抗调整装置3通过令可变电特性元件的电特性为适当的值，使高频电源1的输出阻抗与负载5的阻抗匹配。通过使阻抗匹配，能够使从负载5朝向高频电源1而去的反射波电力尽可能为最小，使供往负载5的供给电力达到最大。
因为可变电容器和可变电感器是能够调整电特性的元件，所以在本说明书中将可变电容器和可变电感器总称为“可变电特性元件”。此外，将电容和电感等信息称为“电特性信息”。
图9是表示包括现有的阻抗调整装置3p的高频电力供给系统的结构例的框图。
高频电源1p通过传输线路2与阻抗调整装置3p的输入端301连接，负载5(等离子体处理装置)通过负载连接部4与输出端302连接。高频电源1p是输出输出频率恒定的高频的电源。输出频率是从高频电源1p输出的高频的基本频率(基波的频率)。
如图9所示，在阻抗调整装置3p，设置有由第一可变电容器21、第二可变电容器24和电感器23构成的调整电路20p。第一可变电容器21和第二可变电容器24是可变电特性元件的一种。调整电路20p的输出端与阻抗调整装置3p的输出端302连接，在调整电路20p的输入端与阻抗调整装置3p的输入端301之间设置有定向耦合器(directionalcoupler，方向性耦合器)10。
从高频电源1p输出的高频电力经由阻抗调整装置3p内的定向耦合器10和调整电路20p供给至负载5。另外，将从高频电源1p输出并朝向负载5而去的高频电力称为行波电力pf，将在负载5处反射而返回到高频电源1p的高频电力称为反射波电力pr。
阻抗调整装置3p能够通过调整(改变)调整电路20p内的第一可变电容器21和第二可变电容器24的电容而调整(改变)负载侧阻抗zl。阻抗调整装置3p通过令第一可变电容器21和第二可变电容器24的各电容为适当的值，使高频电源1p的输出阻抗与负载5的阻抗匹配。另外，调整电路20p的结构根据高频电源1p的输出频率、负载5的条件等而不同。此外，作为可变电特性元件，还存在使用可变电感器的情况。
第一可变电容器21和第二可变电容器24中使用的可变电容器具有用于调整电容的可动部(省略图示)。可变电容器的电容通过利用电动机等使可动部的位置移位而被调整。
可变电容器包括至少一方为可动电极的一对电极，可动电极为用于调整电容的可动部。当使可动电极的位置移位时，该可动电极与另一电极的相对的面积发生变化从而电容发生变化，因此可变电容器的电容通过调整(改变)可动电极的位置而被调整(改变)。
可变电容器的电容能够多阶段(多级)地调整。与可变电容器的可动部的位置对应的电容通过可变电容器的规格或实验而已知。只要知道可动部的位置，就能知道可变电容器的电容，因此，在可变电容器的电容的调整中，可动部的位置信息被用作表示电容的信息(电容信息)。因此，可变电容器的可动部的位置信息被作为表示可变电容器的电特性的信息(电特性信息)来处理。
可变电容器的可动部的位置信息为直接或间接地检测到可动部的位置的信息即可。因为从可动部的结构上来说难以直接检测可动部的位置，所以可动部的位置例如通过检测使可动部的位置移位的电动机的旋转位置(旋转量)而间接地检测。发动机的旋转位置能够利用控制发动机的驱动的脉冲信号、电压等检测。
在图9的情况下，第一可变电容器21的可变部的位置通过调整部30被调整，第一可变电容器21的可动部的位置信息通过位置检测部40被检测(获取)。此外，第二可变电容器24的可动部的位置通过调整部50被调整，第二可变电容器24的可动部的位置信息通过检测部60被检测(获取)。
调整部30是用于使第一可变电容器21的可动部的位置移位的驱动单元。调整部30例如由步进电动机、电动机驱动电路等(均省略图示)构成。调整部30内的电动机驱动电路基于从控制部100p输入的指令信号使步进电动机旋转。通过步进电动机的旋转使得第一可变电容器21的可动部的位置移位。因此，控制部100p通过控制调整部30内的步进电动机的旋转量来调整第一可变电容器21的电容。同样，调整部50是用于使第二可变电容器24的可动部的位置移位的驱动单元。调整部50例如由步进电动机、电动机驱动电路等(均省略图示)构成。调整部50内的电动机驱动电路基于从控制部100p输入的指令信号使步进电动机旋转，使得第二可变电容器24的可动部的位置移位。因此，控制部100p通过控制调整部50内的步进电动机的旋转量来调整第二可变电容器24的电容。
位置检测部40用于检测调整部30内的步进电动机的旋转位置(旋转量)。同样，位置检测部60用于检测调整部50内的步进电动机的旋转位置(旋转量)。
另外，可变电感器虽然与可变电容器结构不同，但是与可变电容器同样也具有可动部。在可变电感器中，也能够通过利用电动机等使可动部的位置移位而调整(改变)可变电感器的电感。可变电感器的电感的可变方法基本与可变电容器相同，因此省略说明。在使用可变电感器作为可变电特性元件的情况下也只要知道可变电感器的可动部的位置就能知道电感，因此可变电感器的可动部的位置信息被作为表示可变电感器的电感的信息(电感信息)来处理。
第一可变电容器21和第二可变电容器24分别能够多阶段地调整。例如，在第一可变电容器21和第二可变电容器24的可动部的位置分别能够101阶段(101级)地移位的情况下，能够使调整电路20p的阻抗以101×101＝10,201组(约1万组)的组合变化。即，阻抗匹配装置3p能够借助于约1万个阻抗调整位置进行负载侧阻抗zl的调整(改变)。
在可变电容器的可动部的位置多阶段地移位的情况下，通过对可动部的各移位位置分配编号，能够将该编号作为可变电容器的可动部的位置信息。例如，在可变电容器的可动部的位置101阶段地移位的情况下，令电容为最小的位置为“0”，电容为最大的位置为“100”，则可变电容器的可动部的位置信息用“0”～“100”来表示。因此，当第一可变电容器21的可动部的位置信息和第二可变电容器24的可动部的位置信息分别用“0”～“100”来表示时，阻抗调整装置3p的阻抗调整位置利用如(0，0)、(0，1)……(100，100)那样将第一可变电容器21的可动部的位置信息和第二可变电容器24的可动部的位置信息组合而得到的位置信息来表示。
例如，在专利文献1(日本特开2006-166412)中提出了通过控制可变电容器、可变电感器等可变电特性元件来进行阻抗匹配的阻抗调整装置3p。
在专利文献1中公开的阻抗调整装置3p中，预先测定的阻抗调整装置3p的特性参数被存储在存储器70p中。特性参数是表示将整个阻抗调整装置3p作为传输装置时的传输特性的参数，例如为s参数(scatteringparameter：散射参数)或将该s参数转换而得到的t参数(transmissionparameter：传输参数)。特性参数是对于阻抗调整装置3p的整个阻抗调整位置(将第一可变电容器21的可动部的位置信息和第二可变电容器21的可动部的位置信息组合而得到的位置信息)，将阻抗调整装置3p调整至各阻抗调整位置而测定的。从而，多个特性参数的测定值以具有与阻抗调整位置的对应关系的方式存储在存储器70p中。而且，控制部100p基于从定向耦合器10输出的行波电压的检测信号和反射波电压的检测信号、由位置检测部40检测出的第一可变电容器21的可动部的位置信息和由位置检测部60检测出的第二可变电容器24的可动部的位置信息、存储在存储器70p中的特性参数的信息，进行阻抗匹配。
特性参数是表示包括阻抗调整装置3p的内部的寄生电容(straycapacitance)和电感成分等的传输特性的参数，因此，只要使用所测定得到的特性参数进行阻抗匹配，就能够高精度地进行阻抗匹配。
[表1]
表1是存储在存储器70p中的特性参数的一个例子。表1表示存储在存储器70p中的特性参数为t参数的情况下的例子。表1中，以变量vc1表示第一可变电容器21的可动部的位置信息，以变量vc2表示第二可变电容器24的可动部的位置信息。此外，第一可变电容器21的可动部的可变范围和第二可变电容器24的可动部的可变范围分别为0～100的范围(101阶段)。
表1中，t(0，0)表示将阻抗调整装置3p调整至阻抗调整位置(0，0)(第一可变电容器21的可动部的位置信息为“0”，第二可变电容器24的可动部的位置信息为“0”的调整位置)进行测定而得到的t参数。同样，t(100，0)表示将阻抗调整装置3p调整至阻抗调整位置(100，0)(第一可变电容器21的可动部的位置为“100”，第二可变电容器24的可动部的位置为“0”的调整位置)进行测定而得到的t参数。其它的t参数也按同样的方式表示。另外，t参数是对阻抗调整装置3p的所有10201个阻抗调整位置进行测定而得到的，但是在表1中，为了简化记载而将一部分省略记载为“…”。
此处，对s参数和t参数进行说明。
众所周知，s参数是表示将特性阻抗(例如50ω)的线路与规定的4端子电路网(也称为2端子对电路网)的输入端子和输出端子连接而输入高频信号时的4端子电路网的传输特性的参数。s参数如“数学式1”所示，利用由输入侧的电压反射系数(s11)、正向电压的传递系数(s21)、反向电压的传递系数(s12)、输出侧的电压反射系数(s22)这些各元素构成的矩阵来表示。
[数学式1]
t参数如“数学式2”所示，是能够从s参数转换得到的参数。一般在4端子电路网的传输特性的测定中，s参数的测定较为简便，但是在进行运算时，使用t参数较为简便。
[数学式2]
在图10所示的4端子电路网中，s参数如“数学式3”那样被定义，t参数如“数学式4”那样被定义。
[数学式3]
[数学式4]
图10中，令端口1为输入侧，令端口2为负载侧，则输入反射系数γin(输入端的反射系数)与输出反射系数γout(输出端的反射系数)的关系能够使用s参数(参照“数学式5”)或t参数(参照“数学式6”)表示。
[数学式5]
[数学式6]
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2006-166412
专利文献2：日本特开2006-310245
专利文献3：日本特开2008-181846
技术实现要素：
发明要解决的问题
如上所述，在图9所示的高频电力供给系统中，高频电源1p的输出频率固定在某个恒定的频率。但是，例如在专利文献2(日本特开2006-310245)中，着眼于当使高频电源的输出频率变化时从高频电源的输出端观察负载侧时的负载侧阻抗发生变化，提出了调整高频电源的输出频率进行阻抗匹配的技术。专利文献2中记载的技术是这样一种技术：因为负载侧阻抗所包含的电容成分和电感成分由于频率而导致阻抗发生变化，所以通过使高频电源的输出频率变化而使负载侧阻抗变化，由此进行阻抗匹配。另外，在本说明书中，将这样的能够调整(改变)输出频率的高频电源称为可变频率方式的高频电源1v。
此外，如专利文献3(日本特开2008-181846)中记载的那样，即使在使用可变频率方式的高频电源1v的情况下，也存在使用图11所示的包括调整电路20的阻抗调整装置的情况。调整电路20是对图9所示的调整电路20p，将第二可变电容器24替换为电容恒定的电容器22而得到的调整电路。在专利文献3中记载的阻抗调整装置中，通过调整第一可变电容器21的可动部的位置并且调整高频电源1v的输出频率，进行阻抗匹配。另外，调整电路20的电容器22的电容恒定，所以未设置用于调整电容的调整部或用于检测可动部的位置信息的位置检测部。
使用预先测定的特性参数进行阻抗匹配的专利文献1中记载的阻抗匹配方法中，特性参数是对一个输出频率进行测定而得到的参数，因此如果将专利文献1中记载的阻抗匹配方法应用于使高频电源1v的输出频率变化而进行阻抗匹配的专利文献2和专利文献3中记载的高频电力供给系统，则会产生无法进行阻抗匹配的情况。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供一种高频匹配系统的阻抗调整方法，即使在使用可变频率方式的高频电源1v调整(改变)输出频率的情况下，也能够进行利用特性参数的阻抗匹配。
用于解决问题的技术方案
基于本发明的实施例而提供的高频匹配系统的阻抗调整方法中，上述高频匹配系统包括：对负载供给高频电力的高频电力供给单元；和对从上述高频电源观察上述负载侧时的对象阻抗进行调节的阻抗调整单元，上述高频匹配系统的阻抗调整方法的特征在于，包括：
特性参数存储工序，存储表示上述阻抗调整单元的传输特性的多个特性参数，其中，上述多个特性参数分别是对于将与上述高频电力供给单元的输出频率对应的多个频率调整点和与设置于上述阻抗调整单元的内部的可变电特性元件的电特性对应的多个电特性调整点组合而得到的多个调整点获取的；
高频信息检测工序，检测上述高频电力供给单元的输出端或上述阻抗调整单元的输入端的高频信息；
电特性获取工序，获取上述可变电特性元件的电特性；
特性参数获取工序，基于上述多个特性参数获取对于将上述高频电力供给单元的输出频率与上述获取的电特性组合而得到的调整点的特性参数；
输出反射系数运算工序，基于上述高频信息检测工序中检测出的高频信息和上述特性参数获取工序中获取的特性参数，运算上述阻抗调整单元的输出端的输出反射系数；
指定(特定)工序，基于上述输出反射系数、预先设定的目标输入反射系数和上述多个特性参数，从上述多个调整点中对使上述对象阻抗与上述高频电力供给单元的阻抗匹配的阻抗调整点进行指定；
电特性元件调整工序，将上述可变电特性元件的电特性调整为上述阻抗调整点的电特性；和
指令信号输出工序，将用于使上述高频电力供给单元的输出频率调整至上述阻抗调整点的输出频率的指令信号输出至上述高频电力供给单元。
优选上述特性参数存储工序存储按每个上述调整点实测得到的特性参数、或将实测得到的特性参数转换而得到的与该特性参数不同种类的特性参数。
优选上述测定得到的特性参数为散射参数，与该特性参数不同种类的特性参数为传输参数。
优选上述特性参数存储工序中存储的多个特性参数包括实测值和推定值，该实测值是对上述多个调整点的一部分按每个调整点实际测定而得到的值，该推定值是对上述多个调整点的未被实测的调整点，按每个调整点通过使用上述实测值进行的插补运算计算出的值。
优选被实测出上述特性参数的调整点是将从上述多个频率调整点按第一间隔抽取的一部分频率调整点和从上述多个电特性调整点按第二间隔抽取的一部分电特性调整点组合而得到的调整点。
优选上述指定工序基于上述目标输入反射系数和上述多个特性参数，对假定已将上述高频电力供给单元的输出频率和上述可变电特性元件的电特性调整至上述多个调整点的情况下的、各调整点的上述输出端的虚拟的输出反射系数进行运算，将上述输出反射系数与上述虚拟的输出反射系数的差为最小的调整点作为上述对象阻抗的调整点进行指定。
优选上述高频信息是从上述高频电力供给单元向上述负载侧行进的行波电压和从上述负载向上述高频电力供给单元侧反射的反射波电压。
优选上述输出反射系数运算工序基于上述高频信息运算上述输入端的输入反射系数，基于该输入反射系数和上述获取的特性参数运算上述输出反射系数。
发明的效果
根据本发明，能够提供即使在使用可变频率方式的高频电源调整(改变)输出频率的情况下也能够利用特性参数进行阻抗匹配的阻抗调整装置。
附图说明
图1是表示应用本发明的阻抗调整装置的高频电力供给系统的结构例的框图。
图2是对存储器中存储的s参数或t参数的一个例子进行图示的图。
图3是用于说明利用双线性插补求取未测定的s参数的方法的图。
图4是栅格状地测定s参数并且对另外的一部分的组合信息测定s参数的情况下的一个例子。
图5是表示阻抗调整装置的用于测定s参数的测定电路的结构的图。
图6是控制部的功能框图。
图7是表示用于指定目标组合信息的变量的变化方法的一个例子的图。
图8是表示高频电力供给系统的结构例的图。
图9是表示包括现有的阻抗调整装置的高频电力供给系统的结构例的框图。
图10是表示4端子电路网的概念的图。
图11是表示调整电路的一个例子的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，对与图9所示的现有的结构相同或同样的结构标注同一符号。
图1是表示应用本发明的阻抗调整装置3a的高频电力供给系统的结构例的框图。
高频电力供给系统是对半导体晶片、液晶基板等被加工物进行例如等离子体蚀刻等加工处理的系统。高频电力供给系统包括可变频率方式的高频电源1v、传输线路2、阻抗调整装置3a、负载连接部4和包括等离子体处理装置的负载5。另外，在本说明书中，将组合高频电源1v与阻抗调整装置3a而得到的系统作为高频匹配系统。
阻抗调整装置3a的输入端301，例如经由由同轴电缆构成的传输线路2与高频电源1v连接，输出端302经由负载连接部4与负载5连接。负载连接部4为了抑制电磁波的泄漏而用铜板屏蔽。
高频电源1v是对负载5供给高频电力的装置。高频电源1v的输出频率是无线频带(wirelessfrequencyband)的频率。无线频带的频率一般为数百khz至数十mhz左右的频率，但是高频电源1v的输出频率例如为400khz、2mhz、13.56mhz、50mhz等频率。另外，高频电源1v的输出频率是基波的频率。
高频电源1v的输出频率能够在规定的范围内进行变更(改变)。输出频率的可变范围考虑设置于高频电源1v的振荡器(省略图示)的性能等而适当地设定。例如在可变范围的中心频率为2mhz的情况下，输出频率的可变范围被设计为2mhz±10％(1.8～2.2mhz)左右的范围。
此外，输出频率的变更例如按如下方式设计：令输出频率的可变范围的下限频率为“0”，输出频率的可变范围的上限频率为“100”，以“0”～“100”这101阶段(101级)，分阶段(分级)地进行变更。在输出频率的可变范围为2mhz±10％(1.8～2.2mhz)的情况下，“0”级为1.8mhz，“100”级为2.2mhz，因此高频电源1v的输出频率在1.8mhz至2.2mhz的范围以0.004mhz(4khz)的间距(pitch)分阶段地变更。
当然，输出频率或输出频率的可变范围并不限定于上述说明。例如输出频率有时还被设定为数百mhz左右的高输出频率。此外，输出频率的可变范围有时还被设计为2mhz±5％(1.9～2.1)左右的范围。
高频电源1v识别输出频率，并将该输出频率的信息作为电源识别输出频率信息fge输出至阻抗调整装置3a。从高频电源1v输出的电源识别输出频率信息fge被输入至后述的阻抗调整装置3a的控制部100。此外，如后所述，用于使阻抗匹配的目标输出频率信息fmat从阻抗调整装置3a的控制部100被输入至高频电源1v。高频电源1v基于从控制部100输入的目标输出频率信息fmat改变输出频率。
负载5是用于使用蚀刻、cvd等方法对半导体晶片、液晶基板等被加工物进行加工的等离子体处理装置。在等离子体处理装置中，根据被加工物的加工目的执行各种加工处理。例如，在对被加工物进行蚀刻的情况下，进行已适当地设定与该蚀刻相应的气体的种类、气体的压力、高频电力的供给电力值和高频电力的供给时间等的加工处理。在等离子体处理装置中，在封入有等离子体放电用的气体的腔室(省略图示)内配置被加工物。然后，从高频电源1v向腔室(省略图示)内的一对电极供给高频电力，使得等离子体放电用的气体从非等离子体状态成为等离子体状态，并且使用处于该等离子体状态的气体对被加工物进行加工。
阻抗调整装置3a是使高频电源1v的阻抗和负载5的阻抗匹配的装置。更具体而言，在高频电源1v的输出阻抗被设计为50ω，高频电源1v通过特性阻抗为50ω的传输线路2连接至阻抗调整装置3a的输入端301的情况下，阻抗调整装置3a将从该阻抗调整装置3a的输入端301观察负载5侧时的阻抗调整为接近50ω的值。通过该调整，从高频电源1v的输入端观察负载5侧时的负载侧阻抗zl被调整为接近50ω的值。
另外，在本实施方式中，特性阻抗设为50ω，但是特性阻抗并不限定于50ω。此外，优选使阻抗调整装置3a的输入端301的输入反射系数γin为0，即，使负载侧阻抗zl与特性阻抗一致。但是，通常只要输入反射系数γin成为规定的允许值以下就能够视为阻抗已经匹配，因此，在本实施方式中，阻抗调整装置3a调整负载侧阻抗zl，使得输入反射系数γin成为规定的允许值以下。
在阻抗调整装置3a，设置有定向耦合器10、控制部100、调整电路20、调整部30、位置检测部40、存储器70。此外，调整电路20包括可变电容器21、阻抗固定的电容器22和电感器23。可变电容器21是与图9的第一可变电容器21实质上相同的可变电容器。阻抗调整装置3a通过对设置在调整电路20的可变电容器21的可动部(可动电极)的位置和高频电源1v的输出频率双方进行调整而进行阻抗匹配。阻抗调整装置3a的阻抗匹配动作的详细说明在后面进行。
另外，如上所述，可变电容器21的可动部的位置信息能够作为表示电容的信息(电容信息)来处理，因此作为表示可变电容器21的电特性的信息(电特性信息)来处理。
调整电路20的结构并不限定于图1所示的结构，也可以为其它结构。例如，如图1所示的调整电路20是一般被称为倒l型的电路，但是能够使用π型等众所周知的调整电路。使用哪种类型的调整电路是根据高频电源1v的输出频率和负载5的条件等而决定的。
定向耦合器10将从高频电源1v向负载5侧行进的高频(以下，称为行波。)和从负载5侧反射而来的高频(以下，称为反射波。)分离而进行检测。定向耦合器10将所检测到的行波和反射波分别以行波电压和反射波电压输出。定向耦合器10具有一个输入端口11和三个输出端口12、13、14。输入端口11与高频电源1v连接，第一输出端口12与调整电路20连接。此外，第二输出端口13和第三输出端口14与控制部100连接。
另外，定向耦合器10作为本发明的高频信息检测单元的一部分发挥作用。此外，将定向耦合器10与后述的矢量化部110组合而得到的单元成为本发明的高频信息检测单元的一个例子。
从输入端口11输入至定向耦合器10的行波从第一输出端口12和第二输出端口13输出。从第一输出端口12输出的行波输入至调整电路20。在调整电路20处反射并从第一输出端口12输入至定向耦合器10的反射波从输入端口11和第三输出端口14输出。从第二输出端口13输出的行波和从第三输出端口14输出的反射波通过衰减器(省略图示)被衰减至适当的电平(level)而输入至控制部100。
另外，能够使用高频检测器来替代定向耦合器10。高频检测器是例如检测从高频电源1v输入至输入端301的高频电压、高频电流和它们的相位差(高频电压与高频电流的相位差)的检测器。由高频检测器检测出的高频电压、高频电流和相位差输入至控制部100。
控制部100为阻抗调整装置3a的控制中枢。控制部100具有未图示的cpu、存储器和rom等。控制部100例如也能够使用如fpga(fieldprogrammablegatearray：现场可编程门阵列)之类的、能够适当地定义和变更内部的逻辑电路的门阵列构成。控制部100基于从定向耦合器10输出的行波电压和反射波电压，使可变电容器21的电容和高频电源1v的输出频率变化，对调整电路20的阻抗进行调整。
可变电容器21的可动部(可动电极)与调整部30连接。调整部30是用于使可变电容器21的可动部的位置移位的驱动单元。调整部30例如由步进电动机、电动机驱动电路等(均省略图示)构成。调整部30内的电动机驱动电路基于从控制部100输入的指令信号驱动步进电动机，使可变电容器21的可动部的位置移位。在本实施方式中，可变电容器21的电容例如能够101阶段地调整。控制部100通过控制调整部30内的步进电动机的旋转量，分阶段地调整可变电容器21的电容。另外，调整部30是本发明的电特性元件调整单元的一个例子。
在可变电容器21，设置有检测由调整部30调整的可动部的位置的位置检测部40。由位置检测部40检测出的可变电容器21的可动部的位置信息输入至控制部100。控制部100基于该位置信息识别可变电容器21的可动部的位置。另外，位置检测部40是本发明的电特性获取单元的一个例子。
控制部100与存储器70连接。在存储器70中，存储有预先测定的阻抗调整装置3a的特性参数。特性参数是表示将整个阻抗调整装置3a作为传输装置的情况下的传输特性的s参数或将该s参数转换而得到的t参数。存储在存储器70中的特性参数是将可变电容器21的可动部的位置(电容)设定在作为测定对象而被设定的位置，并将作为测定对象而被设定的频率的高频输入至阻抗调整装置3a而测定的s参数的测定值或将该s参数的测定值转换而得到的t参数。作为测定对象的可动部的位置和高频的频率是从可变电容器21的可动部的分阶段(分级)的可变位置和高频电源1v的输出频率的分阶段(分级)的变化值的所有组合中抽取的一部分组合中所包含的、可变电容器21的可动部的可变位置和高频电源1v的输出频率。另外，存储器70是本发明的特性参数存储单元的一个例子。
在本实施方式中，以变量c表示可变电容器21的可动部的位置信息，以变量f表示高频电源1v的输出频率信息，如(c，f)那样以坐标形式表示可变电容器21的可动部的位置与高频电源1v的输出频率的组合信息。在上述的例子中，“c”在0～100的范围(101阶段)分阶段地变化，“f”也在0～100的范围(101阶段)分阶段地变化。从而，在本实施方式中，组合信息(c，f)的个数为101×101＝10201个。当然，变量c和变量f也可以在其它范围内变化。
表2表示存储器70中作为特性参数存储有s参数的一个例子，表3表示存储器70中作为特性参数存储有t参数的一个例子。
[表2]
[表3]
表2所示的s参数是以将使0～100的范围按10阶段(级)步骤变化而得到的11个变量c和使0～100的范围按10阶段(级)步骤变化而得到的11个变量f组合而得到的121个组合信息(c，f)为测定对象，使可变电容器21的可动部的位置和输入至阻抗调整装置3a的高频的频率变化至与作为测定对象的各组合信息(c，f)对应的值而测定出阻抗调整装置3a的s参数的。
另外，组合信息(c，f)表示可变电容器21的可动部的位置信息c与高频电源1v的输出频率信息f的组合信息，因此，只要知道该组合信息，就能知道对应的可变电容器21的可动部的位置和高频电源1v的输出频率。即，知道可变电容器21的电容信息(电特性信息)和高频电源1v的输出频率。因此，在存储器70中，不只是存储有s参数或t参数，而是与可变电容器21的可动部的位置和高频电源1v的输出频率的组合信息(c，f)相关地(关联地)存储有s参数或t参数。
表2中，s(c，f)表示将可变电容器21的可动部的位置设定在与“c”对应的位置，将输入至阻抗调整装置3a的高频的频率设定在与“f”对应的频率进行测定而得到的阻抗调整装置3a的s参数。例如，s(0，0)表示将可变电容器21的可动部的位置设定在与c＝0对应的位置，将输入至阻抗调整装置3a的高频的频率设定在与f＝0对应的频率进行测定而得到的s参数。同样，s(100，0)表示将可变电容器21的可动部的位置设定在与c＝100对应的位置，将输入至阻抗调整装置3a的高频的频率设定在与f＝0对应的频率进行测定而得到的s参数。
表3所示的t参数是利用数学式2所示的转换式而将表2所示的s参数的测定值转换成t参数的。在存储器70中，与可变电容器21的可动部的位置和高频电源1v的输出频率的组合信息(c，f)对应地存储有t参数。
从而，表3的t(c，f)表示将可变电容器21的可动部的位置设定在与“c”对应的位置，将高频电源1v的输出频率设定在与“f”对应的频率进行测定而得到的t参数。例如，t(0，0)表示将可变电容器21的可动部的位置设定在与c＝0对应的位置，将高频电源1v的输出频率设定在与f＝0对应的频率进行测定而得到的t参数。同样，t(100，0)表示将可变电容器21的可动部的位置设定在与c＝100对应的位置，将高频电源1v的输出频率设定在与f＝0对应的频率进行测定而得到的t参数。
图2是以(c，f)的坐标对被测定出存储在存储器70中的s参数和t参数的可变电容器21的可动部的位置信息与高频电源1v的输出频率信息的组合进行图示的图。图2中，横轴是可变电容器21的可动部的位置信息c，纵轴是高频电源1v的输出频率信息f。此外，黑色圆点表示被测定出s参数或t参数的组合信息(c，f)的位置。如图2所示，阻抗调整装置3a的s参数和t参数不是对可变电容器21的可动部的可变量和高频电源1v的输出频率的可变量的所有组合进行测定而得到的，而是对其一部分组合进行测定而得到的。
如上所述，在传输特性的测定中，s参数的测定较为简便，但是在进行阻抗匹配时的运算中，使用t参数较为简便，因此通常在存储器70中存储将所测定得到的s参数转换而得到的t参数。在将s参数存储在存储器70中的情况下，在进行阻抗匹配时从存储器70将s参数读出，并将其转换为t参数用于运算。但是，如果在阻抗匹配时进行从s参数转换为t参数的处理，运算负荷就会增大，因此优选预先将t参数存储在存储器70中。以下就当作是将t参数存储在存储器70中并使用该t参数进行阻抗匹配的情况而进行说明。
从精度方面看，s参数优选对可变电容器21的可动部的位置所能够取的值和高频电源1v的输出频率所能够取的值的所有组合进行测定而得到。但是，如果对所有的组合测定s参数，则测定量变庞大，因此需要很多测定工时。在本实施方式中，为了减轻其负担，不对所有的组合测定s参数，而对一部分组合测定s参数，对未测定的s参数，使用测定值，通过利用直线近似的插补运算进行插补。作为插补运算的方法，例如使用双线性(bi-linear)插补。将s参数转换而得到的t参数也一样。
使用图3说明通过双线性插补求出未测定的s参数的方法。
在以下的说明中，以s参数的元素s11为例进行说明。此外，以“s参数的元素名(s11等)”+“组合信息(c，f)”表示s参数的元素。例如，将s(10，10)的元素s11表示为s11(10，10)，将s(10，20)的元素s11表示为s11(10，20)，将s(20，10)的元素s11表示为s11(20，10)，将s(20，20)的元素s11表示为s11(20，20)。因此，图3表示，s11(10，10)的测定值为100，s11(10，20)的测定值为170，s11(20，10)的测定值为160，s11(20，20)的测定值为200。另外，图3所示的元素s11的各值并非实际的测定值，而是用于说明双线性插补的数值例。
例如，未测定的组合信息(c，f)＝(18，16)的s参数的元素s11(18，16)可通过以下的第一步～第三步的插补运算求取。
第一步：使用s11(10，10)的测定值100和s11(20，10)的测定值160，通过插补运算求取s11(18，10)的推定值。
第二步：使用s11(10，20)的测定值170和s11(20，20)的测定值200，通过插补运算求取s11(18，20)的推定值。
第三步：使用在第一步骤和第二步骤中求得的s11(18，10)的推定值和s11(18，20)的推定值，通过插补运算求取s11(18，16)的推定值。
具体而言，各步骤的插补运算如下。
s11(18，10)的推定值：100×0.2+160×0.8＝148
s11(18，20)的推定值：170×0.2+200×0.8＝194
s11(18，16)的推定值：148×0.4+194×0.6＝175.6
因此，s11(18，16)的推定值为175.6。
其它元素s12(18，16)、s21(18，16)、s22(18，16)也能够分别通过同样的运算求取推定值。
如图3所示，通常以所有组合信息(c，f)中的按栅格状抽取的一部分组合信息(c，f)为测定对象测定s参数，因此在通过插补运算求取s参数的组合信息(c，f)位于被已测定的四个组合信息(c，f)包围的区域内的情况下，如上述例子所示，在插补运算中使用已测定出的四个s参数。在用于求取s参数的组合信息(c，f)位于已测定的两个组合信息(c，f)之间的情况下，该组合信息(c，f)的s参数能够使用已测定出的两个s参数进行插补运算而得到，因此运算变简单。
当如表2那样按栅格状抽取测定对象时，存在求取未被测定的组合信息(c，f)的s参数的插补运算容易进行的优点。当然，即使已测定出s参数的组合信息(c，f)不为栅格状，有时也能够进行插补运算。
在表2的例子中，对所有的组合信息(c，f)中的按栅格状抽取的一部分组合信息(c，f)测定s参数，但是，如图4所示，也可以除按栅格状抽取的一部分组合信息(c，f)之外，还对另外的一部分组合信息(c，f)测定s参数。
图4中，横轴是可变电容器21的可动部的位置信息c，纵轴是高频电源1v的输出频率信息f。图4表示除以黑色圆点表示的组合信息(c，f)之外，还对区域a和区域b中所包含的组合信息(c，f)测定s参数的例子。
例如，在知道预计要进行阻抗匹配的组合信息(c，f)的情况下，最好对以该组合信息(c，f)为基准的规定范围内所包含的所有组合信息(c，f)测定s参数。这样，对实质上需要的组合信息(c，f)测定s参数，就能够抑制s参数的测定工时和存储器容量的增大，并且进行高精度的阻抗匹配。
此外，在图3的例子中，使用测定得到的s参数中的、将想要推定的s参数[s(18，16)]包围的四个s参数[s(10，10)]、[s(20，10)]、[s(10，20)]、[s(20，20)]，运算s参数[s(18，16)]的推定值，但是，运算中使用的四个s参数并不限定于这些。例如，也可以使用[s(0，0)]、[s(30，0)]、[s(0，30)]、[s(30，30)]这四个s参数，插补运算出s参数[s(18，16)]的推定值。可以认为，推定值的精度会随着想要推定的s参数与用于插补运算的测定得到的s参数的距离远离而变差，所以对于使用哪个s参数进行插补运算的问题而言，只要考虑精度和便利性适当地决定即可。
如上所述，因为能够通过插补运算从预先测定得到的s参数推定未测定的s参数，所以对于所有组合信息(c，f)中的未测定s参数的组合信息(c，f)，也可以通过插补运算求取s参数的推定值，并将s参数的测定值和推定值双方与组合信息(c，f)对应地预先存储在存储器70中。在这种情况下，既可以对未测定的所有组合信息(c，f)求取推定值，也可以仅对未测定的所有组合信息(c，f)中的一部分组合信息(c，f)求取推定值。此外，也可以将利用数学式2的转换式将s参数转换而得到的t参数存储在存储器70中。另外，如果将s参数的推定值、或将s参数的推定值转换而得到的t参数的推定值存储在存储器70中，则能够降低阻抗匹配时的运算负荷，但同时也需要很多存储器容量，因此切合实际地适当选择即可。
如上所述，在将s参数的推定值、或将s参数的推定值转换而得到的t参数的推定值存储在存储器70中的情况下，例如也可以将测定得到的s参数、或将测定得到的s参数转换而得到的t参数存储在存储器70内的第一存储区域，将s参数的推定值、或将s参数的推定值转换而得到的t参数的推定值存储在存储器70内的第二存储区域。
当然，第一存储区域和第二存储区域既可以设置在同一硬件，也可以设置在不同的硬件。此外，在将第一存储区域和第二存储区域设置在同一硬件的情况下，既可以将第一存储区域和第二存储区域按每个规定容量的区域分开，也可以不分开。另外，优选能够区别存储的s参数是测定得到的s参数或将测定得到的s参数转换而得到的t参数，还是s参数的推定值或将s参数的推定值转换而得到的t参数的推定值。
在上述说明中示出了对s参数进行插补运算的例子，但是能够使用将测定得到的s参数转换而得到的t参数，通过双线性插补，推定与未测定的s参数对应的t参数。插补运算方法与上述s参数的情况一样。
另外，在将测定得到的s参数转换为t参数的情况下，能够如下所述那样通过插补运算求取与未测定s参数的组合信息(c，f)对应的t参数。
即，如图2所示，令测定得到的s参数(t参数)的变量c轴上的数据间隔为c0(图2的例子中c0＝10)，变量f轴上的数据间隔为f0(图2的例子中f0＝10)。而且，令c/c0的整数部分为nc，小数部分为dc，令f/f0的整数部分为nf，小数部分为df。
例如，可变电容器21的可动部的位置为“83”，如果数据间隔c0为“10”，则nc＝8、dc＝0.3。
在这种情况下，构成将s参数转换而得到的t参数的各参数t11、t12、t21、t22如“数学式7”那样表示。
[数学式7]
接着，对s参数的数据的测定方法进行说明。
[用于s参数的测定的测定电路]
图5是表示用于测定阻抗调整装置3a的s参数的测定电路的结构的图。图5所示的测定电路是在产品出货前例如在工厂内组装而成的。
阻抗调整装置3a的s参数例如使用输入输出阻抗为50ω的网络分析器(networkanalyzer)80测定。阻抗调整装置3a的输入端301与网络分析器80的第一输入输出端子81连接，阻抗调整装置3a的输出端302与网络分析器80的第二输入输出端子82连接。此外，阻抗调整装置3a的控制部100与网络分析器80的控制端子83连接。
[s参数的测定次序(步骤)]
说明对如下那样得到的各组合信息(c，f)测定s参数的次序，其中各组合信息(c，f)是将可变电容器21的可动部的位置和高频电源1v的输出频率的变化范围分别设为0～100这101阶段，并如表2所示那样将可变电容器21的可动部的位置和高频电源1v的输出频率分别按10阶段(级)的间隔改变而得到的。
在图5所示的测定电路中，使组合信息(c，f)按预先决定的顺序依次变化，利用网络分析器80测定阻抗调整装置3a的s参数。在以下的说明中，对以表2所示的栅格点的组合信息(c，f)为测定对象，使可变电容器21的可动部的位置和输出频率分别按10的间隔依次变化而测定s参数的次序进行说明。
通过控制部100，可变电容器21的可动部的位置和网络分析器80的输出频率被设定为与最初的组合信息(c，f)对应的值。例如当将最初的组合信息(c，f)设为(0，0)时，通过控制部100，可变电容器21的可动部的位置例如被设定在与“0”对应的位置，此外，网络分析器80的输出频率例如被设定为与“0”对应的频率(例如1.8mhz)。该频率与从高频电源1v供给至负载5的高频的输出频率对应。
网络分析器80首先从第一输入输出端子81输出具有与“0”对应的频率(例如1.8mhz)的高频。从第一输入输出端子81输出的高频(入射波)在阻抗调整装置3a的输入端301反射一部分，其余部分被输入至阻抗调整装置3a。在阻抗调整装置3a的输入端301反射的高频(反射波)从第一输入输出端子81被输入至网络分析器80内。从输入端301输入至阻抗调整装置3a内的高频(透射波)从输出端302被输出，从第二输入输出端子82被输入至网络分析器80。
网络分析器80检测从第一输入输出端子81输入的反射波和从第二输入输出端子82输入的透射波。然后，网络分析器80利用反射波和透射波的检测值和入射波测定输入侧的电压反射系数(s参数的元素s11)、正向电压的传递系数(s参数的元素s21)。即，当令入射波、反射波和透射波分别为a1、b1、b2时，网络分析器80通过进行s11＝b1/a1、s21＝b2/a1的运算处理，测定电压反射系数(s11)、正向电压的传递系数(s21)。
接着，网络分析器80从第二输入输出端子82输出具有与“0”对应的频率(例如1.8mhz)的高频。从第二输入输出端子81输出的高频(入射波)在阻抗调整装置3a的输出端302反射一部分，其余部分被输入至阻抗调整装置3a。在阻抗调整装置3a的输出端302反射的高频(反射波)从第二输入输出端子82被输入至网络分析器80内。从输出端302输入至阻抗调整装置3a内的高频(透射波)从输入端301被输出，从第一输入输出端子81被输入至网络分析器80。
网络分析器80检测从第二输入输出端子82输入的反射波和从第一输入输出端子81输入的透射波。然后，网络分析器80利用反射波和透射波的检测值和入射波，测定反向电压的传递系数(s参数的元素s12)、输出侧的电压反射系数(s参数的元素s22)。即，当令入射波、反射波和透射波分别为a2、b2、b1时，网络分析器80通过进行s12＝b1/a2、s22＝b2/a2的运算处理，测定反向电压的传递系数(s12)、输出侧的电压反射系数(s22)。
通过上述两个测定处理，测定出构成对于最初的组合信息(0，0)的s参数“s(0，0)”的电压反射系数(s11)、正向电压的传递系数(s21)、反向电压的传递系数(s12)和输出侧的电压反射系数(s22)。网络分析器80将s参数“s(0，0)”的测定值从控制端子83发送至阻抗调整装置3a的控制部100。
控制部100一接收到s参数“s(0，0)”的测定值，就会利用上述的“数学式2”将s参数“s(0，0)”转换为t参数“t(0，0)”。然后，控制部100使转换而得到的t参数“t(0，0)”建立与组合信息(0，0)的对应关系而(与组合信息(0，0)对应地)存储在存储器70中。
然后，控制部100通过依次变更(改变)可变电容器21的可动部的位置与从网络分析器80输出的高频的频率的组合信息(c，f)，利用网络分析器80测定对于各组合信息(c，f)的s参数“s(c，f)”。控制部100例如按s(0，0)、s(0，10)、…s(0，90)、s(0，100)、s(10，0)、s(10，10)、…s(100，90)、s(100，100)的顺序依次变更组合信息(c，f)，利用网络分析器80测定与各组合信息(c，f)对应的s参数“s(c，f)”。当然，测定的顺序并不限定于此顺序。
控制部100在每次利用网络分析器80测定对于各组合信息(c，f)的s参数[s(c，f)]时，将其测定值转换为t参数“t(c，f)”，建立与组合信息(c，f)的对应关系而(与组合信息(c，f)对应地)存储在存储器70中。
另外，在上述的测定次序中，每测定一个s参数就将其转换为t参数，但是并不限定于此，也可以每测定多个s参数时将其转换为t参数。此外，也可以在对作为测定对象的所有组合信息(c，f)测定s参数之后，使s参数的测定值集中地转换为t参数。因此，根据需要设置s参数用的存储器和t参数用的存储器双方即可。
此外，也可以使s参数或t参数的数据输出至网络分析器80的显示器(省略图示)、设置在阻抗调整装置3a的外部的显示器或打印机(均省略图示)等。当然，也可以输出至外部的各种装置(省略图示)。
[阻抗调整装置3a的动作]
接着，参照图6说明实际用作高频电力供给系统的阻抗调整装置3a的阻抗匹配动作。
图6是控制部100的功能框图。从功能的观点出发，控制部100如图6所示，包括矢量化部110、频率检测部120、t参数获取部130、输出反射系数运算部140、目标输入反射系数设定部150、目标信息指定部180、目标位置设定部191和目标频率设定部192。
从定向耦合器10输出的行波电压和反射波电压被输入至矢量化部110。从位置检测部40输出的可变电容器21的可动部的位置信息被输入至t参数获取部130。从高频电源1v输出的电源识别输出频率fge被输入至目标频率设定部192。从控制部100输出至高频电源1v的目标输出频率信息fmat在目标频率设定部192生成，从控制部100输出至调整部30的指令信号(后述的目标位置信息cmat)在目标位置设定部191生成。
另外，频率检测部120是本发明的输出频率获取单元或频率检测单元的一个例子，t参数获取部130是本发明的特性参数获取单元的一个例子。此外，输出反射系数运算部140是本发明的输出反射系数运算单元的一个例子，目标信息指定部180是本发明的指定单元的一个例子。此外，目标频率设定部192是本发明的指令信号输出单元的一个例子。
另外，控制部100在从开始进行等离子体处理至结束为止的期间周期性地反复进行阻抗匹配动作，以使高频电源1v与负载5成为阻抗匹配状态的方式进行控制。在以下的说明中，对从控制部100进行的阻抗匹配动作的动作开始至动作结束为止的内容进行说明。此外，在以下的说明中，将开始进行各阻抗匹配动作的时刻称为“现在时刻”进行说明。
在矢量化部110，设置有将模拟信号按规定的间隔采样而转换为数字信号的a/d转换器(省略图示)。矢量化部110用a/d转换器分别将从定向耦合器10输入的行波电压和反射波电压转换为数字信号，从转换后的行波电压生成以包含大小和相位信息的矢量信息表示的行波电压vfinow，从转换后的反射波电压生成以包含大小和相位信息的矢量信息表示的行波电压vrinow。行波电压vfinow和反射波电压vrinow是现在时刻的输入端301的行波电压和反射波电压。
在使用高频检测器替代定向耦合器10的情况下，在矢量化部110，设置分别将从高频检测器输出的高频电压和高频电流转换为数字信号的a/d转换器。矢量化部110利用众所周知的方法，使用已转换成数字信号的高频电压和高频电流生成行波电压vfinow和反射波电压vrinow。
在这种情况下，包括高频检测器和基于高频检测器的检测信号求取行波电压vfinow和反射波电压vrinow的部分的单元为本发明的高频信息检测单元的一个例子。
在矢量化部110生成的现在时刻的行波电压vfinow被输入至输出反射系数运算部140和频率检测部120，在矢量化部110生成的现在时刻的反射波电压vrinow被输入至输出反射系数运算部140。
如“数学式8”所示，通过进行反射波电压vrinow除以行波电压vfinow的除法运算，能够求得现在时刻的输入端301的反射系数γinnow(以下，称为输入反射系数γinnow。)。另外，输入反射系数γinnow的绝对值(输入反射系数绝对值)为|γinnow|。
[数学式8]
频率检测部120使用从矢量化部110输入的行波电压vfinow，通过众所周知的频率检测方法检测从高频电源1v输出的高频的现在时刻的输出频率fnow。由频率检测部120检测出的现在时刻的输出频率fnow被输入至t参数获取部130和目标频率设定部192。另外，作为众所周知的频率检测方法，例如有使用pll(phase-lockedloop：锁相环)的频率检测方法、使用零交叉法(zero-crossingmethod，过零点检测法)的频率检测方法等。当然，频率检测方法并不限定于这些频率检测方法，还可以使用其它频率检测方法。
在使用高频检测器替代定向耦合器10的情况下，从高频检测器，例如将高频电压的检测值输入至频率检测部120，在频率检测部120使用该高频电压的检测值检测从高频电源1v输出的高频的现在时刻的输出频率fnow即可。
如上所述，本实施方式中使用的s参数是使从网络分析器80输出的高频的频率与从高频电源1v输出的高频的输出频率一致地进行测定而得到的参数。因此，需要尽可能地减小由频率检测部120检测的现在时刻的输出频率fnow与测定s参数时从网络分析器80输出的高频的频率之偏差。
根据同样的观点，从高频电源1v输入至控制部100的电源识别输出频率fge与频率检测部120检测的现在时刻的输出频率fnow的偏差也需要尽可能减小。如果高频电源1v的制造商与阻抗调整装置3a的制造商为同一制造商，则能够尽可能地减小电源识别输出频率fge与输出频率fnow的偏差。但是，在高频电源1v的制造商与阻抗调整装置3a的制造商不同的情况下，电源识别输出频率fge与输出频率fnow有可能产生偏差，而不能高精度地进行阻抗匹配。因此，在本实施方式中，使得在阻抗调整装置3a的控制部100，检测从高频电源1v输出的高频的输出频率。
当然，在几乎不存在电源识别输出频率fge与现在时刻的输出频率fnow的偏差的情况下，也可以除去频率检测部120，使从高频电源1v输入至控制部100的电源识别输出频率fge输入至控制部100内的t参数获取部130。
t参数获取部130使用存储在存储器70中的t参数，获取与从位置检测部40输入的现在时刻的位置信息cnow和从频率检测部120输入的现在时刻的输出频率fnow的组合对应的t参数，将该t参数输入至输出反射系数运算部140。
t参数获取部130在存储器70中存储有与现在时刻的位置信息cnow和输出频率fnow的组合对应的t参数的情况下，将该t参数从存储器70读出，输入至输出反射系数运算部140。在存储器70中未存储与现在时刻的位置信息cnow和输出频率fnow的组合对应的t参数的情况下，使用存储在存储器70中的t参数，通过上述的插补运算计算出与现在时刻的位置信息cnow和输出频率fnow的组合对应的t参数，将其计算值输入至输出反射系数运算部140。
输出反射系数运算部140基于从矢量化部110输入的现在时刻的输入端301的行波电压vfinow和反射波电压vrinow、以及从t参数获取部130输入的与现在时刻的位置信息cnow和输出频率fnow的组合对应的t参数，对现在时刻的输出端302的行波电压vfonow和反射波电压vronow进行运算。输出反射系数运算部140根据如下所示的“数学式9”，对现在时刻的输出端302的行波电压vfonow和反射波电压vronow进行运算。
[数学式9]
vfonow＝t11now·vfinow+t12now·vrinow
vronow＝t21now·vfinow+t22now·vrinow
其中，在“数学式9”中，t11now、t12now、t21now和t22now是构成从t参数获取部130输入的t参数的各元素。即，它是与现在时刻的可变电容器21的可动部的位置和高频电源1v的输出频率的组合对应的t参数的各元素。
此外，如“数学式10”所示，输出反射系数运算部140进行现在时刻的输出端302的反射波电压vronow除以行波电压vfonow的除法运算，从而运算出现在时刻的输出端302的反射系数γoutnow(以下，称为输出反射系数γoutnow。)。运算结果发送至目标信息指定部180。
[数学式10]
其中，现在时刻的输出反射系数γoutnow也能够使用t参数，通过下述的“数学式11”运算。
[数学式11]
目标输入反射系数设定部150预先设定成为目标的输入反射系数γinset(以下，称为“目标输入反射系数γinset”)。该目标输入反射系数γinset能够通过“数学式12”表示。目标输入反射系数设定部150将所设定的目标输入反射系数γinset输入至目标信息指定部180。
[数学式12]
在“数学式12”中，zin是目标阻抗，以作为实部rin与虚部xin之和的zin＝rin+jxin表示。此外，zo是特性阻抗。另外，目标输入反射系数设定部150可以直接设定目标输入反射系数γinset，也可以在目标输入反射系数设定部150预先设定目标阻抗zin和特性阻抗zo，目标输入反射系数设定部150利用所设定的目标阻抗zin和特性阻抗zo对“数学式12”进行运算，由此设定目标输入反射系数γinset。
目标输入反射系数γinset通常为最小值，即0(在以实部和虚部之和表示目标输入反射系数γinset的情况下，γinset＝0+j0)，但是也可以设定为能够视为已匹配的0以外的值以下。例如，也可以将目标输入反射系数γinset设定为0.05或0.1等比较小的值。在将目标输入反射系数γinset设定为0的情况下，当已对可变电容器21的可动部的位置和高频电源1v的输出频率进行调整的情况下的输入反射系数γin成为目标输入反射系数γinset时，能够使状态成为输入端301的反射波为最小(即，0)的阻抗匹配状态。
在目标输入反射系数设定部150，也可以预先设定所期望的目标输入反射系数γinset，但是也可以设置用于在目标输入反射系数设定部150设定目标输入反射系数γinset的设定部，以便能够随时进行变更。
目标输入反射系数γinset、现在时刻的输出反射系数γoutnow和t参数的关系能够如“数学式13”那样表示。
[数学式13]
在“数学式13”中，t11mat、t12mat、t21mat和t22mat是在输出端302的反射系数为现在时刻的输出反射系数γoutnow时，与能够使输入端301的反射系数成为目标输入反射系数γinset的可变电容器21的可动部的位置和高频电源1v的输出频率的组合信息对应的t参数的各元素。
“数学式13”能够如下所述那样求取。现在时刻的输出反射系数γoutnow能够由“数学式10”或“数学式11”求取。此外，现在时刻的输出端302的行波电压vfonow和反射波电压vronow如果参照“数学式9”考虑t参数，则能够以vfonow＝t11mat·vfinow+t12mat·vrinow、vronow＝t21mat·vfinow+t22mat·vrinow表示(vfinow、vrinow是现在时刻的输入端301的行波电压和反射波电压)。因此，γoutnow＝(t21mat·vfinow+t22mat·vrinow)/(t11mat·vfinow+t12mat·vrinow)。此处，输入反射系数γinset＝vrinow/vfinow，因此，γoutnow＝[t21mat·vfinow+t22mat·(γinset·vfinow)]/[t11mat·vfinow+t12mat·(γinset·vfinow)]＝(t21mat+t22mat·γinset)/(t11mat+t12mat·γinset)。
根据“数学式13”可知，只要能够对由输出反射系数运算部140计算出的现在时刻的输出反射系数γoutnow，以使“数学式13”成立的方式调整阻抗调整装置3a的t参数的四个元素(t11mat、t12mat、t21mat、t22mat)，就能够使阻抗调整电路3p的输入端301的输入反射系数γin成为目标输入反射系数γinset。
只要能够将t参数的四个元素(t11mat、t12mat、t21mat、t22mat)各自自由地调整，就能够求出使“数学式13”成立的t参数(t11mat、t12mat、t21mat、t22mat)。
但是，t参数表示的是将整个阻抗调整装置3a作为传输装置处理时的传输特性，它是按可变电容器21的可动部的位置与高频电源1v的输出频率的每个组合，四个元素为一组地测定而得到的，因此得到与现在时刻的输出反射系数γoutnow一致的虚拟的输出反射系数γoutnow’的可能性低。
如果令将如表3所示的预先测定得到的多个t参数或能通过插补运算从预先测定得到的t参数推定的多个参数分别代入“数学式13”的右边而得到的预算结果为虚拟的输出反射系数γoutnow’，则虚拟的输出反射系数γoutnow’以“数学式14”表示。
[数学式14]
在“数学式14”中，t11mat(c，f)、t12mat(c，f)、t21mat(c，f)、t22mat(c，f)表示与组合信息(c，f)对应的t参数“t(c，f)”的各元素，γoutnow’(c，f)表示与组合信息(c，f)对应的虚拟的输出反射系数。
通过“数学式14”的运算得到多个虚拟的输出反射系数γoutnow’(c，f)，但是如上所述，得到与现在时刻的输出反射系数γoutnow一致的虚拟的输出反射系数γoutnow’(c，f)的可能性低。
但是，只要从运算得到的虚拟的输出反射系数γoutnow’(c，f)中寻找出与现在时刻的输出反射系数γoutnow最接近的虚拟的输出反射系数γoutnow’(c，f)(以下，称为近似反射系数γoutnow”(c，f)。)，就能够将最接近“数学式13”成立的条件的可变电容器21的可动部的位置与高频电源1v的输出频率的组合指定。如上所述，目标输入反射系数γinset被设定为能够视为已匹配的值以下，因此，只要能够使阻抗调整装置3a的输出反射系数γout成为近似反射系数γoutnow”(c，f)，就能够视为已匹配。
如表3所示，在未对所有的可变电容器21的可动部的位置与高频电源1v的输出频率的组合信息(c，f)获取t参数的情况下，无法将最接近“数学式13”成立的条件的可变电容器21的可动部的位置与高频电源1v的输出频率的组合信息(c，f)高精度地指定。
但是，即使未对所有的组合信息(c，f)获取t参数(s参数)，也能够通过运算将最接近(尽可能接近)“数学式13”成立的条件的可变电容器21的可动部的位置与高频电源1v的输出频率的组合信息指定。该指定由目标信息指定部180进行。
另外，在本说明书中，将最接近“数学式13”成立的条件的组合信息称为“目标组合信息(cz，fz)”。此外，例如在如图2所示对栅格状的组合信息(c，f)获取s参数的情况下，将对该s参数进行转换而得到的参数作为所获取的t参数进行说明。另外，如上所述，能够将对通过插补运算求得的s参数进行转换而得到的t参数包括在所获取的t参数中。以下，对在目标信息指定部180中指定目标组合信息(cz，fz)的次序进行说明。
首先，对指定目标组合信息(cz，fz)的方法进行说明。
通过将“数学式7”所示的四个元素t11、t12、t21、t22分别代入“数学式13”的t11mat、t12mat、t21mat、t22mat，得到“数学式15”所示的关系。
[数学式15]
在该“数学式15”中，进行“数学式16”的替换，就能得到如“数学式17”所示的式子。它们能够仅在初次和目标输入反射系数γinset变更时对所有的nc和nf的组合进行运算，并存储在存储器(省略图示)中。
另外，在“数学式17”中，a1、a2、b1、b2、c1、c2、d1、d2为了简化标记而省略一部分。例如a1是a1(nc，nf，γinset)。
[数学式16]
a1(nc,nf,γinset)＝t21(ncc0,nff0)+γinsett22(ncc0,nff0)
a2(nc,nf,γinset)＝t11(ncc0,nff0)+γinsett12(ncc0,nff0)
b1(nc,nf,γinset)＝t21[(nc+1)c0,nff0]-t21(ncc0,nff0)+γinset{t22[(nc+1)c0,nff0]-t22(ncc0,nff0)}
b2(nc,nf,γinset)＝t11[(nc+1)c0,nff0]-t11(ncc0,nff0)+γinset{t12[(nc+1)c0,nff0]-t12(ncc0,nff0)}
c1(nc,nf,γinset)＝t21[ncc0,(nf+1)f0]-t21(ncc0,nff0)+γinset{t22[ncc0,(nf+1)f0]-t22(ncc0,nff0)}
c2(nc,nf,γinset)＝t11[ncc0,(nf+1)f0]-t11(ncc0,nff0)+γinset{t12[ncc0,(nf+1)f0]-t12(ncc0,nff0)}
d1(nc,nf,γinset)＝t21(ncc0,nff0)-t21[(nc+1)c0,nff0]-t21[ncc1,(nf+1)f0]+t21[(nc+1)c0,(nf+1)f0]
+γinset{t22(ncc0,nff0)-t22[(nc+1)c0,nff0]-t22[n1c0,(nf+1)f0]+t22[(nc+1)c0,(nf+1)f0]}
d2(nc,nf,γinset)＝t11(ncc0,nff0)-t11[(nc+1)c0,nff0]-t11[ncc0,(nf+1)f0]+t11[(nc+1)c0,(nf+1)f0]
+γinset{t12(ncc0,nff0)-t12[(nc+1)c0,nff0]-t12[ncc0,(nf+1)f0]+t12[(nc+1)c0,(nf+1)f0]}
[数学式17]
a1-γoutnowa2+(b1-γoutnowb2)dc
+(c1-γoutnowc2)df+(d1-γoutnowd2)dcdf＝0
在该“数学式17”中，进一步进行“数学式18”的替换，就能得到如“数学式19”所示的式子。另外，在“数学式19”中，a、b、c、d为了简化标记而省略一部分。例如，a是a(nc，nf，γinset，γoutnow)。
[数学式18]
a(nc,nf,γinset,γoutnow)＝a1-γoutnowa2
b(nc,nf,γinset,γoutnow)＝b1-γoutnowb2
c(nc,nf,γinset,γoutnow)＝c1-γoutnowc2
d(nc,nf,γinset,γoutnow)＝d1-γoutnowd2
[数学式19]
a+bdc+cdf+ddcdf＝0
将该“数学式19”分为实部和虚部，求取dc和df，则能够得到“数学式20”所示的运算式。
[数学式20]
{re(b)im(d)-re(d)im(b)}dc2+{re(a)im(d)-re(d)im(a)+re(b)im(c)-re(c)im(b)}dc+re(a)im(c)-re(c)im(a)＝0
其中，在“数学式19”中，如果令a＝re(a)+im(a)、b＝re(b)+im(b)、c＝re(c)+im(c)、d＝re(d)+im(d)，则由于“数学式19”的左边的实部和虚部均为0，因此，
re(a)+re(b)dc+re(c)df+re(d)dcdf＝0
im(a)+im(b)dc+im(c)df+im(d)dcdf＝0。
而且，从这些式子求取df，则
df＝-(re(a)+re(b)dc)/(re(c)+re(d)dc)
df＝-(im(a)+im(b)dc)/(im(c)+im(d)dc)。
从而，由两个式子得到：
(re(a)+re(b)dc)·(im(c)+im(d)dc)＝(re(c)+re(d)dc)·(im(a)+im(b)dc)。
而且，使该式子变形，则得到“数学式20”的dc的二次方程，由该二次方程的解的式子得到“数学式20”的dc的式子。
因为存在“数学式15”～“数学式20”所示的关系，所以目标组合信息(cz，fz)能够通过在所有的nc(c/c0的整数部分)和nf(f/f0的整数部分)的组合中，由“数学式20”的dc和df的式子求取dc(c/c0的小数部分)和df(c/c0的小数部分)，并抽取dc和df各自为0～1之间的组合而求取。目标组合信息(cz，fz)以[(nc+dc)c0，(nf+df)f0](0＜dc＜1，0＜df＜1)表示。
接着，对求取目标组合信息(cz，fz)的次序进行说明。
参照“数学式15”、“数学式16”可知，任意的组合(nc，nf)的dc和df使用ncc0、(nc+1)c0、nff0、(nf+1)f0这四种组合的t参数求取。
例如，在(nc，nf)＝(0，0)的情况下，(nc+1，nf)＝(1，0)、(nc，nf+1)＝(0，1)、(nc+1，nf+1)＝(1，1)，因此，dc和df使用组合(0，0)、(c0，0)、(0，f0)、(c0，f0)的四个t参数求取。此时，如果已知的t参数的数据间隔n0、nf如图2所示分别为10，则dc和df使用t(0，0)、t(10，0)、t(0，10)、t(10，10)这四个t参数求取。
此外，在(nc，nf)＝(1，0)时，同样地，dc和df使用t(10，0)、t(20，0)、t(10，10)、t(20，10)这四个t参数求取。
因此，对于所有nc与nf的组合(nc，nf)的dc和df，均通过使nc与nf的组合的值依次变化，并使用与各组合(nc，nf)对应的四个t参数反复进行求取dc和df的处理而求取。
另外，如图2所示，在对栅格点的组合获取t参数的情况下，dc和df的计算中使用的nc和nf的范围分别为nc＝0～10、nf＝0～10的范围，但是在包括nc＝9的四个组合中包括nc＝10，在包括nf＝9的四个组合中包括nf＝10，因此在使nc与nf的组合的值依次变化的处理中，使nc和nf的值分别在0～9的范围变化即可。
因此，如果令nc的变化范围的最大值为“ncmax”，nf的变化范围的最大值为“nfmax”，则只要使nc在0～(ncmax-1)的范围变化，使nf在0～(nfmax-1)的范围变化，就能够求出对于所有nc与nf的组合的dc和df。
图7是表示用于指定目标组合信息(cz，fz)的变量nc、nf的变化方法的一个例子的图。
图7中，以nc为横轴，以nf为纵轴，以x(nc，nf)表示被上述的nc与nf的组合(nc，nf)的四个点包围的区域。例如，在(nc，nf)＝(0，0)的情况下，区域x(0，0)是被(nc，nf)＝(0，0)、(10，0)、(0，10)、(10，10)这四个点包围的区域。
因此，例如，当如图7的箭头所示，以(nc，nf)＝(0，0)→(1，0)→(2，0)…(8，0)→(9，0)→(0，1)→(1，1)→(2，1)…(8，1)→(9，1)→(0，2)→(1，2)→(2，2)…(8，9)→(9，9)的方式，依次变更nc和nf的值时，成为运算对象的区域以x(0，0)→x(1，0)→x(2，0)…x(8，0)→x(9，0)→x(0，1)→x(1，1)→x(2，1)…x(8，1)→x(9，1)→x(0，2)→x(1，2)→x(2，2)…x(8，9)→x(9，9)的方式变化，因此能够对所有的nc与nf的组合求取dc和df。
即，如上所述，只要使nc和nf的值在nc＝0～(ncmax-1)、nf＝0～(nfmax-1)的范围变化，就能够对所有的nc与nf的组合求取dc和df。
当然，作为变量的nc、nf的值的变化方法并不限定于上述的方法，也可以为其它的变更方法。
在使用“数学式20”的dc和df的数学式求出dc和df的情况下，存在dc、df不是0～1之间的值的情况。例如，(nc，nf)＝(0，0)的情况，即以区域“x(0，0)”为对象的情况下的dc、df有时不是0～1之间的值。在这种情况下，目标组合信息(cz，fz)存在于区域“x(0，0)”的区域外。图7中，区域“x(0，0)”是被(nc，nf)＝(0，0)、(10，0)、(0，10)、(10，10)这四个点包围的区域，但在dc、df不是0～1之间的值的情况下，目标组合信息(cz，fz)不存在于该区域，而存在于其它区域。在其它区域中dc、df也不是0～1之间的值的情况下，目标组合信息(cz，fz)存在于该区域外。
由于输入反射系数绝对值|γinnow|的检测误差等的影响，在dc和df中也产生误差。该误差趋向于随着输入反射系数绝对值|γinnow|增大而增大。在输入反射系数绝对值|γinnow|较大的状态下，有可能被指定的目标组合信息(cz，fz)的精度由于dc和df的误差而较低，因此最好在将调整电路3a调整至该目标组合信息(cz，fz)，减小输入反射系数绝对值|γinnow|之后，再次求取dc和df，进行目标组合信息(cz，fz)的指定。
此外，考虑产生多个dc和df为0～1之间的nc与nf的组合的情况。在这种情况下，例如最好基于任一个dc与df的组合，指定目标组合信息(cz，fz)，将调整电路3a调整至该目标组合信息(cz，fz)之后，再次求取dc和df，进行目标组合信息(cz，fz)的指定。
此外，在所有的nc与nf的组合中dc和df均不是0～1之间的情况下，例如最好在令dc和df为0时的所有的nc与nf的组合中，运算输入反射系数γin，并基于与最接近目标输入反射系数γinset的输入反射系数γin对应的nc和nf，进行目标组合信息(cz，fz)的指定。
在上述的说明中，在对所有的nc与nf的组合求出dc和df之后进行指定目标组合信息(cz，fz)的处理，但是也可以对一部分nc与nf的组合进行指定目标组合信息(cz，fz)的处理。例如，也可以在每次计算出dc和df时判断dc和df是否为0～1之间，如果dc和df为0～1之间，则基于此时的dc和df的运算结果指定目标组合信息(cz，fz)。
被指定的目标组合信息(cz，fz)中，包括可变电容器21的可动部的位置信息c和高频电源1v的输出频率信息f(使其关联)。如果将可变电容器21的可动部的位置调整至与目标组合信息(cz，fz)相关(关联)的与位置信息c对应的位置，并且将高频电源1v的输出频率调整为与目标组合信息(cz，fz)相关的与输出频率信息f对应的频率，就能够使阻抗调整装置3a的输入端301的反射系数γin接近目标输入反射系数γinset。即，能够使高频电源1v和负载5接近阻抗匹配状态。通常能够使其成为可视为高频电源1v与负载5阻抗已匹配的状态。因此，如下所示，进行将可变电容器21可动部的位置和高频电源1v的输出频率分别调整至与目标组合信息(cz，fz)相关的与位置信息c对应的位置和与输出频率信息f对应的频率的处理。
目标位置设定部191将与由目标信息指定部180指定的目标组合信息(cz，fz)的位置信息cz对应的位置设定为目标位置cmat。目标位置cmat是本发明的目标电特性信息的一个例子。目标位置设定部191生成用于使可变电容器21的可动部的位置调整(移位)至目标位置cmat的目标位置信息cmat并将其输出至调整部30。目标位置设定部191将目标位置信息cmat以适合于调整部30的驱动的形式的信号，例如电压信号、脉冲信号等信号输出至调整部30。
调整部30基于目标位置信息cmat、驱动步进电动机等，将可变电容器21的可动部的位置调整(使其移位)至目标位置cmat。
目标频率设定部192将与由目标信息指定部180指定的目标组合信息(cz，fz)的输出频率信息fz对应的频率设定为目标输出频率fmat。目标输出频率fmat是本发明的目标输出频率信息的一个例子。目标频率设定部192生成用于使高频电源1v的输出频率调整(改变)为目标输出频率fmat的目标输出频率信息fmat，并将其输出至高频电源1v。目标位置设定部191将目标输出频率信息fmat以适合于向高频电源1v发送的形式输出至调整部30。
高频电源1v基于目标输出频率信息fmat将输出频率调整(改变)为目标输出频率fmat。
此处，对目标输出频率信息fmat进行补充说明。
如上所述，出于高频电源1v的制造商与阻抗调整装置3的制造商不同等理由，有时高频电源1v正在识别的电源识别输出频率fge与频率检测部120检测的现在时刻的输出频率fnow(阻抗调整装置3所识别的现在时刻的输出频率fnow)产生偏差(误差)。
在这种情况下，无法进行高精度的阻抗匹配，因此，如“数学式21”所示，将目标输出频率fmat与现在时刻的输出频率fnow之差加上电源识别输出频率fge而得到的频率作为目标频率信息fmat。这样，将考虑到电源识别输出频率fge与阻抗调整装置3所识别的现在时刻的输出频率fnow的偏差(误差)的目标输出频率信息fmat输出至高频电源1v，因此即使在电源识别输出频率fge与现在时刻的输出频率fnow产生偏差(误差)的情况下，也能够进行高精度的阻抗匹配。
[数学式21]
fmat＝(fmat－fnow)+fge
或者，也可以如“数学式22”，将目标输出频率fmat与现在时刻的输出频率fnow之差作为目标频率信息fmat输出至高频电源1v，在高频电源1v侧输出将电源识别输出频率fge与该目标频率信息fmat相加而得到的频率。这样，即使在电源识别输出频率fge与现在时刻的输出频率fnow产生偏差的情况下，也能够进行高精度的阻抗匹配。
[数学式22]
fmat＝fmat－fnow
另外，本发明并不限定于上述的实施方式。例如特性参数并不限定于s参数或t参数。作为特性参数，也可以使用z参数或y参数，将这些参数转换为上述的t参数进行上述的阻抗匹配。