弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置的制作方法

本发明涉及具有谐振器的弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置。

背景技术：

以往，作为梯型滤波器等的弹性波滤波器装置，已知有如下结构，即，关于将串联臂(串联臂谐振电路)和地线连结的一个并联臂(并联臂谐振电路)而设置多个并联臂谐振器(例如，参照专利文献1)。在该结构中，谐振频率互不相同的多个并联臂谐振器以被串联连接的状态设置于一个并联臂，由此可谋求滤波器的裙边(skirt)特性(衰减斜坡)的改善。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2009-207116号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

然而，在由使用弹性波的谐振器构成了上述以往的弹性波滤波器装置的情况下，由于设置于同一并联臂的多个并联臂谐振器中的谐振频率以及反谐振频率低的并联臂谐振器的纹波，有时通带内的损耗会增大。

具体地说，使用弹性波的谐振器由idt(interdigitaltransducer，叉指换能器)电极以及反射器(reflector)构成，该idt电极具有由周期性地排列的多个导体条(电极指)构成的周期构造。因此，这样的谐振器具有以高的反射系数来反射特定的频率区域的弹性波的频带。该频带一般地被称作阻带，由上述周期构造的重复周期等规定。此时，在阻带的高频端容易产生反射系数局部地变动的纹波。

在上述以往的弹性波滤波器装置中，有时频率低的并联臂谐振器的阻带高频端位于通带内或通带的高频端的附近。因而，在该情况下，如果在该并联臂谐振器的阻带高频端产生纹波，则通带内的损耗会增大。

因而，本发明的目的在于提供一种能够抑制通带内的损耗的弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置。

用于解决课题的手段

为了实现上述目的，本发明的一方式所涉及的弹性波滤波器装置具有：串联臂谐振电路，连接在第一输入输出端子与第二输入输出端子之间，由一个以上的弹性波谐振器构成；和第一并联臂谐振器以及第二并联臂谐振器，连接在将所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子连结的路径的同一节点与地线之间，所述第一并联臂谐振器中的谐振频率比所述第二并联臂谐振器中的谐振频率低，所述第一并联臂谐振器中的反谐振频率比所述第二并联臂谐振器中的反谐振频率低，所述第一并联臂谐振器具有：激励弹性波的idt电极、和对由所述idt电极激励的弹性波进行反射的反射器，在将由所述idt电极的电极周期规定的弹性波的波长设为λ时，所述idt电极与所述反射器的间距为0.42λ以上且小于0.50λ。

即，本申请发明人专心研究的结果，发现通过将第一并联臂谐振器的i-r间距设为0.42λ以上且小于0.50λ，从而能够抑制通带内的损耗。具体地说，如果使i-r间距过大，则第一并联臂谐振器的阻带高频端的纹波变大，从而通带内的损耗增大。另一方面，如果使i-r间距过小，则第一并联臂谐振器的谐振频率高频侧(具体为谐振频率与反谐振频率之间)的纹波变大，从而通带内的损耗增大或通带低频侧的衰减特性恶化。因而，通过将第一并联臂谐振器的i-r间距收敛到适当范围，从而能够抑制通带内的损耗。

此外，也可所述第一并联臂谐振器的所述idt电极与所述反射器的间距为0.44λ以上且0.46λ以下。

即，本申请发明人专心研究的结果，发现通过将第一并联臂谐振器的i-r间距设为0.44λ以上且0.46λ以下，从而能够更可靠地抑制通带内的损耗的增大以及通带低频侧的衰减特性的恶化。具体地说，如果增大i-r间距并接近0.50λ，则虽然能够抑制第一并联臂谐振器的谐振频率高频侧的纹波，但却难以抑制第一并联臂谐振器的阻带高频端的纹波。另一方面，如果减小i-r间距并接近0.42λ，则虽然能够抑制第一并联臂谐振器的阻带高频端的纹波，但却难以抑制第一并联臂谐振器的谐振频率高频侧的纹波。因而，通过将第一并联臂谐振器的i-r间距设为0.44λ以上且0.46λ以下，从而能够抑制第一并联臂谐振器的阻带高频端的纹波以及谐振频率高频侧的纹波两者，因此能够更可靠地抑制通带内的损耗。

此外，也可还具有一对阻抗元件以及开关元件并联连接的阻抗电路，所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器中的至少一方与所述阻抗电路串联连接。

由此，能够提供根据开关元件的导通以及不导通来切换第一特性和第二特性的可调谐滤波器。

此外，也可所述第二并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接，所述第一并联臂谐振器相对于所述第二并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接的电路而并联连接。

由此，能够提供根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带高频侧的衰减极的频率，并且在抑制通带高频端处的插入损耗的增大的同时切换第一特性和第二特性的可调谐滤波器。

此外，也可所述第一并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接，所述第二并联臂谐振器相对于所述第一并联臂谐振器与所述阻抗电路串联连接的电路而并联连接。

由此，能够提供根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带低频侧的衰减极的频率，并且在抑制通带低频端处的插入损耗的增大的同时切换第一特性和第二特性的可调谐滤波器。

此外，也可所述第一并联臂谐振器与所述第二并联臂谐振器并联连接，所述阻抗电路相对于所述第一并联臂谐振器与所述第二并联臂谐振器并联连接的电路而串联连接。

由此，能够提供能够根据开关元件的导通以及不导通的切换来一起切换通带两侧的极(衰减极)的频率的可调谐滤波器。

此外，也可还具有一对阻抗元件以及开关元件并联的两个阻抗电路，所述第一并联臂谐振器与两个所述阻抗电路中的一个阻抗电路串联连接，所述第二并联臂谐振器与两个所述阻抗电路中的另一个阻抗电路串联连接，所述第一并联臂谐振器与所述一个阻抗电路串联连接的电路和所述第二并联臂谐振器与所述另一个阻抗电路串联连接的电路并联连接。

由此，能够提供能够根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带高频侧以及通带低频侧的衰减极的频率，并且能够抑制通带高频端以及通带低频端处的插入损耗的增大的可调谐滤波器。因此，这样的可调谐滤波器例如能够维持频带宽度并且切换中心频率。

此外，也可还具有与所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器的一个并联臂谐振器并联连接的开关元件，所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器的另一个并联臂谐振器相对于所述一个并联臂谐振器与所述开关元件并联连接的电路而串联连接。

由此，能够提供能够根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带低频侧的衰减极的频率，并且能够切换通带高频侧的衰减极的数目的可调谐滤波器。

此外，本发明的一方式所涉及的高频前端电路具备上述任一个弹性波滤波器装置和与所述弹性波滤波器装置连接的放大电路。

由此，能够提供能够抑制通带内的损耗的高频前端电路。

此外，本发明的一方式所涉及的通信装置具备：rf信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；和上述高频前端电路，在所述天线元件与所述rf信号处理电路之间传递所述高频信号。

由此，能够提供能够抑制通带内的损耗的通信装置。

发明效果

根据本发明所涉及的弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置，能够抑制通带内的损耗。

附图说明

图1a为实施方式1所涉及的滤波器的电路结构图。

图1b为示意性地表示实施方式1所涉及的滤波器的电极构造的俯视图。

图2为示意性地表示实施方式1中的并联臂谐振器的构造的图的一例。

图3为表示实施方式1所涉及的滤波器的特性的图表。

图4为表示在典型例的谐振器中使i-r间距发生了变化的情况下的特性的变化的图表。

图5a为表示并联臂谐振器的阻抗的绝对值的图表。

图5b为对并联臂谐振器的阻抗进行了史密斯圆图表记的图表。

图5c为表示并联臂谐振器的反射损耗的图表。

图6为关于实施例以及比较例表示滤波器特性的图表。

图7a为实施方式2的应用例1中的滤波器的电路结构图。

图7b为表示实施方式2的应用例1中的滤波器的滤波器特性的图表。

图8a为实施方式2的应用例2中的滤波器的电路结构图。

图8b为表示实施方式2的应用例2中的滤波器的滤波器特性的图表。

图9a为实施方式2的应用例3中的滤波器的电路结构图。

图9b为示意性地表示实施方式2的应用例3中的滤波器的电极构造的俯视图。

图9c为表示实施方式2的应用例3中的滤波器的特性的图表。

图10为实施方式2的应用例4中的滤波器的电路结构图。

图11为实施方式2的应用例5中的滤波器的电路结构图。

图12为实施方式2的应用例6中的滤波器的电路结构图。

图13为实施方式3所涉及的高频前端电路及其周边电路的结构图。

具体实施方式

以下，采用实施例以及附图对本发明的实施方式详细地进行说明。另外，以下说明的实施方式均表示包括性的或者具体性的例子。以下的实施方式所示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等为一例，并不是限定本发明的主旨。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素被说明。此外，附图中所示的构成要素的大小、或者大小之比未必严谨。此外，在各图中，对于实质上相同的结构赋予相同的附图标记，有时省略或者简化重复的说明。

此外，以下，“通带低频端”意味着“通带内的最低频率”。此外，“通带高频端”意味着“通带内的最高频率”。此外，以下，“通带低频侧”意味着“通带外并且比通带更靠低频率侧”。此外，“通带高频侧”意味着“通带外并且比通带更靠高频率侧”。

(实施方式1)

[1.滤波器的电路结构]

图1a为实施方式1所涉及的滤波器10的电路结构图。

滤波器10例如为配置于应对多模式/多频段的便携式电话的前端部的高频滤波器电路。滤波器10例如为内置于依照lte(longtermevolution，长期演进)等通信标准的应对多频段的便携式电话并对规定的频带(band)的高频信号进行滤波的带通滤波器。该滤波器10为使用弹性波谐振器来对高频信号进行滤波的弹性波滤波器装置。

如该图所示，滤波器10具备串联臂谐振器s1和并联臂谐振器p1以及p2。

串联臂谐振器s1连接于输入输出端子11m(第一输入输出端子)与输入输出端子11n(第二输入输出端子)之间。也就是说，串联臂谐振器s1为设置在将输入输出端子11m与输入输出端子11n连结的路径上的串联臂谐振电路。另外，在该路径中，并不局限于串联臂谐振器s1，只要设置有由一个以上的弹性波谐振器构成的串联臂谐振电路即可。在本实施方式中，该串联臂谐振电路由一个弹性波谐振器构成，但也可由多个弹性波谐振器构成。在由多个弹性波谐振器构成的串联臂谐振电路，例如包含由多个弹性波谐振器构成的纵耦合谐振器、或者一个弹性波谐振器被串联分割等的多个分割谐振器。例如，作为串联臂谐振电路而采用纵耦合谐振器，从而能适应于要求衰减强化等的滤波器特性。

并联臂谐振器p1为与将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的路径上的节点(在图1a中为节点x1)和地线(基准端子)连接的第一并联臂谐振器。也就是说，并联臂谐振器p1为设置于将上述路径上的节点x1与地线连结的并联臂谐振电路的谐振器。

并联臂谐振器p2为与将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的路径上的节点(在图1a中为节点x1)和地线(基准端子)连接的第二并联臂谐振器。也就是说，并联臂谐振器p2为设置于将上述路径上的节点x1与地线连结的并联臂谐振电路的谐振器。

并联臂谐振器p1中的谐振频率比并联臂谐振器p2中的谐振频率低，并联臂谐振器p1中的反谐振频率比并联臂谐振器p2中的反谐振频率低。在此，所谓谐振器中的谐振频率，是该谐振器的阻抗成为极小的奇异点(理想地，是阻抗成为0的点)即“谐振点”的频率。此外，所谓谐振器中的反谐振频率，是该谐振器的阻抗成为极大的奇异点(理想地，是成为无限大的点)即“反谐振点”的频率。

在本实施方式中，并联臂谐振器p1以及p2被串联连接地连接于节点x1与地线之间。在本实施方式中，并联臂谐振器p1的一个端子连接于节点x1，另一个端子连接于并联臂谐振器p2的一个端子。并联臂谐振器p2的一个端子连接于并联臂谐振器p1的上述另一个端子，另一个端子连接于地线。另外，并联臂谐振器p1以及p2的连接顺序并不限于此，也可与上述连接顺序相反。此外，在本实施方式中，并联臂谐振器p1以及p2由一个弹性波谐振器构成。但是，并联臂谐振器p1以及p2的至少一个也可由一个弹性波谐振器被串联分割或者并联分割的多个分割谐振器构成。

此外，这些并联臂谐振器p1以及p2构成连接在将输入输出端子11m与输入输出端子11n连结的路径上的节点x1和地线之间的并联臂谐振电路。即，该并联臂谐振电路设置于将上述路径和地线连结的一个路径。因而，滤波器10具有由串联臂谐振器s1和并联臂谐振电路(在本实施方式中为并联臂谐振器p1以及p2)构成的一级的梯型的滤波器构造。

也就是说，由并联臂谐振器p1以及p2构成的并联臂谐振电路与串联臂谐振器s1一起形成滤波器10的通带。

[2.构造]

[2-1.电极构造]

接下来，对滤波器10的构造进行说明。

图1b为示意性地表示实施方式1所涉及的滤波器10的电极构造的俯视图。

如该图所示，构成滤波器10的各谐振器(串联臂谐振器s1、并联臂谐振器p1以及p2)为使用了弹性波的弹性波谐振器。由此，能够由形成在具有压电性的基板上的idt电极来构成滤波器10，因此能够实现具有提高了陡峭性的通过特性的小型且低高度的滤波器电路。另外，具有压电性的基板为至少在表面具有压电性的基板。该基板例如可以在表面具备压电薄膜，由声速与该压电薄膜不同的膜以及支承基板等的层叠体构成。此外，该基板例如也可为：包括高声速支承基板和形成在高声速支承基板上的压电薄膜的层叠体；包括高声速支承基板、形成在高声速支承基板上的低声速膜和形成在低声速膜上的压电薄膜的层叠体；或者包括支承基板、形成在支承基板上的高声速膜、形成在高声速膜上的低声速膜和形成在低声速膜上的压电薄膜的层叠体。另外，该基板也可在基板整体具有压电性。

串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1具有：激励弹性波的idt电极、和配置为从弹性波的传播方向的两侧夹着该idt电极的一组反射器。具体地说，串联臂谐振器s1由idt电极111以及一组反射器112构成。并联臂谐振器p1由idt电极121以及一组反射器122构成。并联臂谐振器p2由idt电极131以及一组反射器132构成。

并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)具有：激励波长比并联臂谐振器p2(第二并联臂谐振器)的idt电极131长的弹性波的idt电极121、和对由idt电极121激励的弹性波进行反射的反射器122。

此外，在并联臂谐振器p1中，在将由idt电极121的电极间距(电极周期)规定的弹性波的波长(即，电极间距的2倍)设为λ时，idt电极121与反射器122的间距(即，idt-ref.间距，以后称作“i-r间距”)为0.42λ以上且小于0.50λ，优选为0.44λ以上且0.46λ以下。关于此将在后面叙述。

[2-2.谐振器构造]

以下，关于构成滤波器10的各谐振器的构造，着眼于并联臂谐振器p1来更详细地进行说明。另外，关于其他谐振器，除了i-r间距由弹性波的波长λ的0.5倍程度构成这一点等之外，具有与并联臂谐振器p1大体相同的构造，因此省略详细的说明。

图2为示意性地表示本实施方式中的并联臂谐振器p1的构造的图的一例，(a)为俯视图，(b)为(a)的剖视图。另外，图2所示的并联臂谐振器p1用于说明构成滤波器10的各谐振器的典型的构造。因此，构成滤波器10的各谐振器的idt电极的电极指的根数、长度等并不限定于该图所示的idt电极的电极指的根数、长度。

如该图的(a)以及(b)所示，并联臂谐振器p1具备：构成idt电极121以及反射器122的电极膜101、形成有该电极膜101的压电基板102、和覆盖该电极膜101的保护层103。以下，对这些构成要素详细地进行说明。

如图2的(a)所示，在压电基板102上形成有构成idt电极121的相互对置的一对梳齿电极101a以及101b。梳齿电极101a由相互平行的多个电极指110a和连接多个电极指110a的汇流条电极111a构成。此外，梳齿电极101b由相互平行的多个电极指110b和连接多个电极指110b的汇流条电极111b构成。多个电极指110a以及110b沿着与弹性波的传播方向正交的方向形成，并沿着该传播方向周期性地形成。

这样构成的idt电极121激励由构成该idt电极121的多个电极指110a以及110b的电极间距等规定的特定的频率区域的声表面波。

此外，梳齿电极101a以及101b也有时分别为单体并被称作idt电极。但是，以下为了方便，作为由一对梳齿电极101a以及101b构成一个idt电极121的情况进行说明。

反射器122相对于idt电极121配置在弹性波的传播方向。具体地说，一组反射器122被配置为从弹性波的传播方向两侧夹着idt电极121。反射器122由相互平行的多个电极指210和一组汇流条电极211构成，该一组汇流条电极211由连接多个电极指210的一个端部的汇流条电极211以及连接多个电极指210的另一个端部的汇流条电极211构成。多个电极指210与构成idt电极121的多个电极指110a以及110b同样地，沿着与弹性波的传播方向正交的方向形成，并沿着该传播方向周期性地形成。

这样构成的反射器122在由构成该反射器122的多个电极指210的电极间距等规定的频带(阻带)中，以高的反射系数来反射声表面波。也就是说，在idt电极121的电极间距与反射器122的电极间距相等的情况下，反射器122以高的反射系数来反射由idt电极121激励的声表面波。

通过具有这种反射器122，由此并联臂谐振器p1能够将激励出的声表面波限制到内部而不易泄漏到外部。因而，并联臂谐振器p1能够提高由idt电极121的电极间距、对数以及交叉宽度等规定的谐振频率以及反谐振频率的q。

另外，反射器122只要具有电极指210即可，也可不具有汇流条电极211。此外，电极指210的根数只要为一根以上即可，没有特别限定。但是，如果电极指210的根数过少，则弹性波的泄漏会增多，因此滤波器特性可能恶化。另一方面，如果电极指210的根数过多，则反射器122变得大型化，因此滤波器10整体可能大型化。因此，电极指210的根数可考虑滤波器10所要求的滤波器特性以及尺寸等来适当决定。

这些idt电极121以及反射器122由图2的(b)所示的电极膜101构成。在本实施方式中，如图2的(b)所示，电极膜101成为密接层101g和主电极层101h的层叠构造。另外，在本实施方式中，idt电极121和反射器122由相同的电极膜101构成，但它们也可由构造或者组成等互不相同的电极膜构成。

密接层101g为用于提高压电基板102与主电极层101h的密接性的层，作为材料，例如使用ti。密接层101g的膜厚例如为12nm。

主电极层101h作为材料，例如使用含有1％的cu的al。主电极层101h的膜厚例如为162nm。

压电基板102为形成有电极膜101(即，idt电极121以及反射器122)的基板，例如由litao3压电单晶、linbo3压电单晶、knbo3压电单晶、石英或者压电陶瓷构成。

保护层103形成为覆盖梳齿电极101a以及101b。保护层103为以保护主电极层101h免受外部环境的影响、调整频率温度特性以及提高耐湿性等为目的的层，例如为以二氧化硅作为主成分的膜。

另外，滤波器10具有的各谐振器的构造并不限定于图2所记载的构造。例如，电极膜101也可不是金属膜的层叠构造，而是金属膜的单层。此外，构成密接层101g、主电极层101h以及保护层103的材料并不限定于上述的材料。此外，电极膜101例如也可由ti、al、cu、pt、au、ag、pd等的金属或者合金构成，也可通过由上述金属或者合金构成的多个层叠体来构成。此外，也可不形成保护层103。

在如以上那样构成的并联臂谐振器p1中，由idt电极121的设计参数等来规定被激励的弹性波的波长。以下，对idt电极121的设计参数即梳齿电极101a以及梳齿电极101b的设计参数进行说明。

上述弹性波的波长由图2所示的构成梳齿电极101a以及101b的多个电极指110a或者110b的重复周期λ来规定。此外，所谓电极间距(电极周期)为该重复周期λ的1/2，在将构成梳齿电极101a以及101b的电极指110a以及110b的线宽度设为w，将彼此相邻的电极指110a与电极指110b之间的间隔宽度设为s的情况下，由(w+s)定义。此外，如图2的(a)所示，所谓idt电极121的交叉宽度l为从弹性波的传播方向观察梳齿电极101a的电极指110a与梳齿电极101b的电极指110b的情况下的重复的电极指长度。此外，电极占空(占空比)为多个电极指110a以及110b的线宽度占有率，为相对于多个电极指110a以及110b的线宽度与间隔宽度的相加值的该线宽度的比例，由w/(w+s)定义。此外，所谓对数为梳齿电极101a以及101b中的成对的电极指110a以及电极指110b的数目，为电极指110a以及电极指110b的总数的大致一半。例如，如果将对数设为n，将电极指110a以及电极指110b的总数设为m，则满足m＝2n+1。此外，所谓idt电极121的膜厚为多个电极指110a以及110b的厚度h。

接下来，对反射器122的设计参数进行说明。

所谓反射器122的电极间距(电极周期)，在将电极指210的线宽度设为wref，将彼此相邻的电极指210间的间隔宽度设为sref的情况下，由(wref+sref)定义。此外，反射器122的电极占空(占空比)为多个电极指210的线宽度占有率，为相对于电极指210的线宽度与间隔宽度的相加值的该线宽度的比例，由wref/(wref+sref)定义。此外，所谓反射器122的膜厚为多个电极指210的厚度。

在本实施方式中，反射器122的电极间距以及电极占空与idt电极121的电极间距以及电极占空同等。此外，反射器122在从弹性波的传播方向观察的情况下，被配置为一组汇流条电极211与idt电极121的汇流条电极111a以及111b重叠。

另外，从抑制弹性波的泄漏的观点出发，反射器122优选上述结构，但也可为与上述结构不同的结构。

接下来，对idt电极121与反射器122的相对配置有关的设计参数进行说明。

idt电极121与反射器122之间的间距(i-r间距)，由(i)构成idt电极121的多个电极指110a或者110b中的最靠反射器122侧的电极指和(ii)构成反射器122的多个电极指210中的最靠idt电极121侧的电极指210的中心间距离来定义。该i-r间距能够采用构成梳齿电极101a以及101b的多个电极指110a或者110b的重复周期λ(即，由idt电极121的电极间距规定的弹性波的波长λ)来表示，例如在该重复周期λ的0.50倍的情况下表示为0.50λ。

[3.滤波器特性]

接下来，对本实施方式所涉及的滤波器10的滤波器特性进行说明。

另外，以下，关于不限于谐振器单体而由多个谐振器构成的电路，也为了方便，将阻抗成为极小的奇异点(理想地，是阻抗成为0的点)称作“谐振点”，将其频率称作“谐振频率”。此外，将阻抗成为极大的奇异点(理想地，是阻抗成为无限大的点)称作“反谐振点”，将其频率称作“反谐振频率”。

图3为表示实施方式1所涉及的滤波器10的特性的图表。具体地说，该图的(a)为表示并联臂谐振器p1以及p2和串联臂谐振器s1各自的阻抗特性的图表。该图的(b)为表示并联臂谐振器p1以及p2的合成阻抗特性(合成特性)和串联臂谐振器s1的阻抗特性的图表。该图的(c)为表示滤波器10的滤波器特性的图表。

首先，使用该图的(a)对谐振器单体中的阻抗特性进行说明。

如该图所示，并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2和串联臂谐振器s1具有如下那样的阻抗特性。具体地说，关于并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2和串联臂谐振器s1，如果依次将谐振频率设为frp1、frp2、frs1，将反谐振频率设为fap1、fap2、fas1，则在本实施方式中满足frp1＜frs1＜frp2且fap1＜fas1＜fap2。

接下来，对并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2的合成特性(即，并联臂谐振电路的阻抗特性)进行说明。

如该图的(b)所示，两个并联臂谐振器(并联臂谐振器p1以及p2)的合成特性(图中的“p1+p2合成特性”)在并联臂谐振器p1的谐振频率frp1与反谐振频率fap1之间的频率fr1、以及并联臂谐振器p2的谐振频率frp2与反谐振频率fap2之间的频率fr2，成为极小。此外，该合成特性在并联臂谐振器p1的反谐振频率fap1以及并联臂谐振器p2的反谐振频率fap2，成为极大。

在本实施方式中，由并联臂谐振电路的两个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率(即fapl)与串联臂谐振器s1的谐振频率frs1形成通带。

由此，如该图的(c)所示，在通带低频侧形成以上述的频率fr1为衰减极的衰减频带，在通带高频侧形成以上述的频率fr2以及串联臂谐振器s1的反谐振频率fas1为衰减极的衰减频带。

[4.通带内损耗抑制的机理]

一般地来说，为了使弹性波的传播有规律性，而将i-r间距设计得与idt电极121的电极间距(即，0.50λ)同等。然而，本申请发明人注意到在一个并联臂谐振电路具有多个谐振器的弹性波滤波器装置中使用了这样设计的谐振器的情况下通带内的损耗可能恶化(增大)的问题。

与此相对，本申请发明人专心研究的结果，发现如下见解，即，在这种弹性波滤波器装置中，关于设置于一个并联臂谐振电路的多个谐振器中的谐振频率以及反谐振频率低的谐振器，将i-r间距设为0.42λ以上且小于0.50λ，从而能够抑制上述的通带内的损耗的恶化。以下，基于具体的典型例对其机理进行说明。

图4为表示在典型例的谐振器中使i-r间距发生了变化的情况下的反射特性的变化的图表。关于该图，(a)为表示阻抗的绝对值的图表，(b)为表示相位特性的图表，(c-1)为对阻抗进行了史密斯圆图表记的图表，(c-2)为表示反射损耗(回波损耗)的图表。具体地说，在该图中，如图中的图例所示，示出使i-r间距每0.02λ地从0.40λ变化到0.50λ为止的情况下的谐振器的特性。

如根据该图可明确的那样可知，i-r间距越窄，越可抑制阻带高频端(具体为反谐振频率的高频侧)的纹波(该图的(b)、(c-1)以及(c-2)的实线包围部分内)。但是，另一方面，如果i-r间距变窄，则在谐振频率高频侧(具体为谐振频率与反谐振频率之间)产生新的纹波(该图的(b)、(c-1)以及(c-2)的虚线包围部分内)，可知i-r间距越窄则该纹波越大。

在此，例如，在一个并联臂谐振电路仅设置有一个并联臂谐振器的弹性波滤波器装置中，该并联臂谐振器在比通带更靠低频侧具有谐振频率且在通带内具有谐振频率的情况下，由串联臂谐振器的谐振频率以及并联臂谐振器的反谐振频率形成通带。因此，在这样的结构中，由串联臂谐振器以及并联臂谐振器各自的频带宽度(谐振频率以及反谐振频率的频率差)来决定通带宽度以及通带低频侧/高频侧的陡峭性，将并联臂谐振器的反谐振频率以及串联臂谐振器的谐振频率配置于通带内。因此，并联臂谐振器的阻带的高频端位于通带外(具体为比通带更靠高频侧)，因此即使阻带高频端的纹波稍微有些大，也几乎不会对滤波器特性(特别是通带内的特性)带来影响。

然而，在一个并联臂谐振电路设置有两个并联臂谐振器p1以及p2的本实施方式所涉及的滤波器10中，成为两个并联臂谐振器p1以及p2的合成特性，相对于并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2的单体的频带宽度，合成特性的阻抗成为极大的频率和阻抗成为极小的频率的频率间隔(谐振频率以及反谐振频率的频率差)变窄。因此，谐振频率以及反谐振频率低的一侧的并联臂谐振器p1的阻带高频端能位于通带内。例如，在将典型例中的谐振器应用于并联臂谐振器p1的情况下，作为阻带高频端的2.605ghz附近位于通带(大致2.50ghz以上且2.60ghz以下)的高频端的附近(参照图3)。因而，在该情况下，如果在并联臂谐振器p1的阻带高频端产生纹波，则通带内的损耗会增大。

与此相对，通过将并联臂谐振器p1的i-r间距设为小于0.50λ，从而能够抑制阻带高频端的纹波，减少从反谐振频率高频侧到阻带高频端的纹波为止的频率范围的反射损耗，因此能够抑制该纹波所引起的通带内的损耗。

此外，关于并联臂谐振器p1，谐振频率与反谐振频率之间的特性对并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2的合成特性中的低频侧的谐振频率与低频侧的反谐振频率之间的特性带来影响(参照图3)。即，该合成特性中的低频侧的谐振频率形成通带低频侧的衰减极，该合成特性中的低频侧的反谐振频率形成通带。因而，在并联臂谐振器p1中，如果在谐振频率与反谐振频率之间产生纹波，则通带内的损耗可能增大，或者通带低频侧的衰减特性可能恶化。

与此相对，通过将并联臂谐振器p1的i-r间距设为0.42λ以上，从而能够抑制在并联臂谐振器p1的谐振频率的高频侧可发生的纹波，因此能够抑制该纹波所引起的通带内的损耗的增大或通带低频侧的衰减特性的恶化。

此外，通过将并联臂谐振器p1的i-r间距设为0.44λ以上且0.46λ以下，从而能够抑制(i)阻带高频端的纹波以及(ii)在谐振频率的高频侧可发生的纹波这两者。因而，能够抑制这两者的纹波所引起的通带内的损耗。

此外，并联臂谐振器p1的电极构造在弹性波的传播方向上也可不是对称的，可以为非对称的。也就是说，idt电极121与一个反射器122的i-r间距和该idt电极121与另一个反射器122的i-r间距也可不一致，可以不同。即使为这样的结构，通过将各个i-r间距收敛到上述范围内，也可起到同样的效果。

此外，在滤波器10中，根据滤波器特性等，有时仅(i)阻带高频端的纹波、以及(ii)在谐振频率的高频侧可发生的纹波中的一个纹波成为问题。因此，在仅(i)阻带高频端的纹波成为问题的情况下，可以将并联臂谐振器p1的i-r间距设为小于0.44λ。另一方面，在仅(ii)在谐振频率的高频侧可发生的纹波成为问题的情况下，可以使并联臂谐振器p1的i-r间距大于0.46λ。也就是说，能够考虑滤波器10所要求的滤波器特性等，在0.42λ以上且小于0.50λ的范围内适当设计该i-r间距。

[5.实施例与比较例的比较]

以下，基于实施例以及比较例，对通过本实施方式所涉及的滤波器10起到的效果详细地进行说明。

实施例的弹性波滤波器装置具有上述实施方式所涉及的滤波器10的结构，i-r间距为0.44λ。比较例的弹性波滤波器装置除了i-r间距为0.50λ这一点之外，与实施例的弹性波滤波器装置相同。

图5a～图5c为关于实施例以及比较例表示谐振频率以及反谐振频率低的一侧(低f侧)的并联臂谐振器p1单体中的反射特性的图表。具体地说，图5a为表示并联臂谐振器p1的阻抗的绝对值的图表，图5b为对并联臂谐振器p1的阻抗进行了史密斯圆图表记的图表，图5c为表示并联臂谐振器p1的反射损耗(回波损耗)的图表。图6为关于实施例以及比较例表示滤波器特性(通过特性)的图表，(a)为表示滤波器特性的概要的图表，(b)为放大(a)的通带附近来表示的图表。

如根据图5a～图5c可明确的那样，在将i-r间距设为0.44λ的实施例中，与将i-r间距设为0.50λ的比较例相比，阻带高频端的纹波(图中的实线包围部分内)被抑制。由此，如根据图6可明确的那样，在实施例中，与比较例相比，在阻带高频端的发生纹波的频率(在此为通带高频端)处可抑制损耗。也就是说，可知，在实施例中，与比较例相比，阻带高频端的纹波所引起的通带内的损耗被抑制。

另外，如根据图5a～图5c以及图6可明确的那样，在实施例中，与比较例相比，谐振频率高频侧的纹波(具体为谐振频率与反谐振频率之间的纹波)稍大。然而，该纹波几乎不会对滤波器特性带来影响。也就是说，可知，实施例中，在谐振频率的高频侧可发生的纹波所引起的通带内的损耗被抑制。

[6.总结]

如以上，本申请发明人专心研究的结果，发现了如下内容，即，通过将并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)的i-r间距(idt电极121与反射器122的间距)设为0.42λ以上且小于0.50λ，从而能够抑制通带内的损耗。具体地说，如果使i-r间距过大，则并联臂谐振器p1的阻带高频端的纹波会变大，从而通带内的损耗增大。另一方面，如果使i-r间距过小，则并联臂谐振器p1的谐振频率高频侧的纹波会变大，从而通带内的损耗增大或通带低频侧的衰减特性恶化。因而，通过将并联臂谐振器p1的i-r间距收敛到适当范围，从而能够抑制通带内的损耗。

此外，根据本实施方式，由于能够抑制在通带内能量集中的阻带高频端的纹波，因此能够提高耐电力性能以及imd(intermodulationdistortion：互调失真)性能。

此外，本申请发明人专心研究的结果，发现了如下内容，即，通过将并联臂谐振器p1的i-r间距设为0.44λ以上且0.46λ以下，从而能够更可靠地抑制通带内的损耗的增大以及通带低频侧的衰减特性的恶化。具体地说，如果增大i-r间距并接近0.50λ，则虽然能够抑制并联臂谐振器p1的谐振频率高频侧的纹波，但却难以抑制并联臂谐振器p1的阻带高频端的纹波。另一方面，如果减小i-r间距并接近0.42λ，则虽然能够抑制并联臂谐振器p1的阻带高频端的纹波，但却难以抑制并联臂谐振器p1的谐振频率高频侧的纹波。因而，通过将并联臂谐振器p1的i-r间距设为0.44λ以上且0.46λ以下，从而能够抑制并联臂谐振器p1的阻带高频端的纹波以及谐振频率高频侧的纹波这两者，因此能够更可靠地抑制通带内的损耗。

(实施方式2)

上述实施方式1所涉及的滤波器10(弹性波滤波器装置)的结构能够应用于能使通带可变的可调谐滤波器。因而，作为实施方式2所涉及的滤波器，使用应用例1～6对这样的可调谐滤波器进行说明。具体地说，应用例1以及2为上述实施方式1所涉及的滤波器10向可调谐滤波器的应用例。此外，应用例3～6为上述实施方式1中的对并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)以及并联臂谐振器p2(第二并联臂谐振器)进行了并联连接的结构向可调谐滤波器的应用例。

即使为可调谐滤波器，通过将并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)的i-r间距(idt电极121与反射器122的间距)设为0.42λ以上且小于0.50λ，也能够抑制通带内的损耗。此外，可调谐滤波器能使通带可变，因此能够谋求应对多频段的前端电路等的小型化。

以下说明的应用例1～6的可调谐滤波器均具有与并联臂谐振器p1或者并联臂谐振器p2串联连接或者并联连接的开关元件，根据该开关元件的导通(接通)以及不导通(断开)来切换通带。在此，开关元件按照来自rf信号处理电路(rfic：radiofrequencyintegratedcircuit，射频集成电路)等的控制部的控制信号进行接通以及断开。

[应用例1]

图7a为实施方式2的应用例1中的滤波器20a的电路结构图。

该图所示的滤波器20a与图1a所示的滤波器10相比，还具有与并联臂谐振器p1以及p2(第一以及第二并联臂谐振器)的一个并联臂谐振器并联连接的开关sw。此外，并联臂谐振器p1以及p2的另一个并联臂谐振器相对于该一个并联臂谐振器与开关sw并联连接的电路而串联连接。

在本应用例中，开关sw与并联臂谐振器p2并联连接。另外，开关sw也可与并联臂谐振器p1并联连接。

图7b为表示实施方式2的应用例1中的滤波器20a的滤波器特性(通过特性)的图表。具体地说，该图为比较开关sw接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性来表示的图表。

在本应用例中，仅在开关sw断开的情况下，对并联臂谐振器p1附加并联臂谐振器p2。因此，如该图所示，通过开关sw从接通切换为断开，从而关于滤波器20a的通过特性，通带低频侧的衰减极向高频侧移动，并且在通带高频侧追加衰减极，因而也能得到通带高频侧的衰减。换句话说，滤波器20a能够根据开关sw的接通以及断开的切换来切换通带低频侧的衰减极的频率，并且能够切换通带高频侧的衰减极的数目。

[应用例2]

图8a为实施方式2的应用例2中的滤波器20b的电路结构图。

该图所示的滤波器20b与应用例1中的滤波器20a相比，不同点在于，还具备与开关sw串联连接的电感器l。也就是说，在本应用例中，由开关sw和电感器l构成的串联电路与并联臂谐振器p2并联连接，它们被并联连接的电路相对于并联臂谐振器p1而串联连接。另外，在本应用例中，开关sw以及电感器l中的电感器l连接至地线侧，但也可开关sw连接至地线侧。

电感器l为与并联臂谐振器p1串联连接的阻抗元件。滤波器20b的通带的频率可变宽度依赖于电感器l(在本应用例中为电感器l以及并联臂谐振器p2)的常数，例如，电感器的常数越大，则频率可变宽度越宽。因此，电感器l的常数能根据滤波器20b所要求的频率规格来适当决定。此外，电感器也可为使用了mems(microelectromechanicalsystems；微机电系统)的可变电感器。由此，能够细致地调整频率可变宽度。

图8b为表示实施方式2的应用例2中的滤波器20b的滤波器特性(通过特性)的图表。具体地说，该图为比较开关sw接通的情况以及断开的情况下的滤波器特性来表示的图表。

在本应用例中，在开关sw接通的情况下，对并联臂谐振器p1附加电感器。因此，开关sw接通的情况下的滤波器20b的通过特性与上述应用例1中的开关sw接通的情况下的滤波器20a的通过特性相比，通带低频侧的衰减极向低频侧移动。此外，在开关sw断开的情况下，对并联臂谐振器p1附加并联臂谐振器p2。因此，滤波器20b的通过特性如该图所示那样，与图7b相比，开关sw接通的情况下的通带低频侧的衰减极进一步向低频侧移动。

另外，阻抗元件并不限于电感器，例如也可为电容器。在使用电容器作为阻抗元件的情况下，与上述的结构相比，开关sw的接通以及断开被切换的情况下的衰减极的移动方向不同。此外，此时，滤波器20b的通带的频率可变宽度依赖于电容器的常数，例如，电容器的常数越小，则频率可变宽度越宽。因此，电感器的常数能根据滤波器20a所要求的频率规格来适当决定。此外，此时，电容器c也可为变容二极管以及dtc(digitaltunablecapacitor；数字可调谐电容器)等的可变电容器。由此，能细致地调整频率可变宽度。

[应用例3]

图9a为实施方式2的应用例3中的滤波器20c的电路结构图。

如该图所示，在本应用例中，并联臂谐振器p1以及p2分别连接在节点x1与地线之间。也就是说，并联臂谐振器p1与并联臂谐振器p2连接在将输入输出端子11m与输入输出端子11n连结的路径上的同一节点。

此外，滤波器20c还具有：一对电容器c1以及开关sw1，在节点x1与地线之间仅与并联臂谐振器p1以及p2中的并联臂谐振器p1串联连接；和一对电容器c2以及开关sw2，在节点x1与地线之间仅与并联臂谐振器p1以及p2中的并联臂谐振器p2串联连接。

换句话说，滤波器20c具有两个阻抗电路，该阻抗电路为一对电容器以及开关并联连接的电路。此外，并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)与两个阻抗电路中的由电容器c1以及开关sw1构成的一个阻抗电路串联连接。另一方面，并联臂谐振器p2(第二并联臂谐振器)与两个阻抗电路中的由电容器c2以及开关sw2构成的另一个阻抗电路串联连接。此外，并联臂谐振器p1与一个阻抗电路串联连接的电路和并联臂谐振器p2与另一个阻抗电路串联连接的电路并联连接。

另外，电容器c1以及开关sw1在本应用例中连接在并联臂谐振器p1与地线之间，但也可以连接在并联臂谐振器p1与节点x1之间。关于此，对于电容器c2以及开关sw2与并联臂谐振器p2的关系也同样。

图9b为示意性地表示实施方式2的应用例3中的滤波器20c的电极构造的俯视图。另外，在该图中，关于与谐振器一起构成滤波器20c的其他电路元件(电容器c1、c2以及开关sw1、sw2)也示意性地示出。

如该图所示，并联臂谐振器p1与并联臂谐振器p2沿着弹性波的传播方向配置。另外，并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2的配置并不限于此，例如，也可如图1b那样沿着弹性波的传播方向的垂直方向配置。

图9c为表示实施方式2的应用例3中的滤波器20c的特性的图表。具体地说，该图的(a)以及(b)为表示谐振器单体的阻抗特性、并联臂谐振器p1与电容器c1的合成特性(图中的“p1+c1合成特性”)、以及并联臂谐振器p2与电容器c2的合成特性(图中的“p2+c2合成特性”)，进一步地为表示开关sw1、sw2均接通的情况下的并联臂谐振电路的合成特性(图中的“p1+p2合成特性”)、以及开关sw1、sw2均断开的情况下的并联臂谐振电路的合成特性(图中的“p1+c1+p2+c2合成特性”)的图表。所谓本应用例中的并联臂谐振电路为设置于连接节点x1和地线的路径的电路，具体地说，由并联臂谐振器p1、电容器c1、开关sw1、并联臂谐振器p2、电容器c2以及开关sw2构成。该图的(c)为比较开关sw1以及sw2均接通的情况或者断开的情况下的滤波器特性来表示的图表。

在本应用例中，在开关sw1以及sw2均断开的情况下，对并联臂谐振器p1附加电容器c1，对并联臂谐振器p2附加电容器c2。因此，如该图的(b)所示，如果开关sw1以及sw2均从接通切换为断开，则在并联臂谐振电路的合成特性中，两个谐振频率的双方以及两个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率均向高频侧移动。

因此，如该图的(c)所示，通过开关sw1以及sw2均从接通切换为断开，从而关于滤波器20c的通过特性，维持通带高频侧以及通带低频侧的衰减斜坡的陡峭性并且向高频侧移动。换句话说，滤波器20c能够根据开关sw1以及ws2的导通以及不导通的切换来切换通带高频侧以及通带低频侧的衰减极的频率，并且能够抑制通带高频端以及通带低频端处的插入损耗的增大。因此，例如，滤波器20c能够维持频带宽度并且切换中心频率。

另外，在滤波器20c中，也可不将开关sw1以及sw2均接通以及断开，可以单独地切换。但是，在开关sw1以及sw2的接通以及断开均切换的情况下，能够削减对开关sw1以及sw2进行控制的控制线的根数，因此可谋求滤波器20c的结构的简化。

另一方面，在开关sw1以及sw2的接通以及断开单独地切换的情况下，能够增加能由滤波器20c切换的通带的变化。

具体地说，能够根据与并联臂谐振器p2串联连接的开关sw2的接通以及断开而使通带的高频端可变。此外，能够根据与并联臂谐振器p1串联连接的开关sw1的接通以及断开而使通带的低频端可变。

因此，通过将开关sw1以及sw2均接通或者均断开，从而能够使通带的低频端以及高频端均向低频侧或者高频侧移动。即，能够使通带的中心频率向低频侧或者高频侧移动。此外，通过将开关sw1以及sw2的一方从接通变为断开并且将另一方从断开变为接通，从而能够移动通带的低频端以及高频端这两者以使得它们的频率差宽或者窄。即，能够使通带的中心频率为大致恒定，并且使通带宽度可变。此外，通过在将开关sw1以及sw2的一方设为接通或者断开的情况下将另一方接通以及断开，从而能够在对通带的低频端以及高频端的一方进行了固定的状态下使另一方向低频侧或者高频侧移动。即，能够使通带的低频端或者高频端可变。

这样，通过具有电容器c1、c2以及开关sw1、sw2，从而能够提高使通带可变的自由度。

在这样的能移动通带的高频端的滤波器20c中，尤其在使通带的高频端向高频侧移动的情况下，并联臂谐振器p1的阻带高频端容易位于通带内。也就是说，在该情况下，如果在并联臂谐振器p1的阻带高频端发生纹波，则通带内的损耗可能增大。因此，在这样的滤波器20c中，从抑制通带内的损耗的观点出发，将并联臂谐振器p1的i-r间距设为0.42λ以上且小于0.50λ特别有用。

另外，也可滤波器具有一个阻抗电路，该阻抗电路为一对阻抗元件(例如电容器)以及开关并联连接的电路，并联臂谐振器p1以及p2的至少一方与该阻抗电路串联连接。因而，使用应用例4～6对这样的滤波器进行说明。

[应用例4]

图10为实施方式2的应用例4中的滤波器20d的电路结构图。

该图所示的滤波器20d与图9a所示的滤波器20c相比，不同点在于，不具有电容器c1以及开关sw1，并联臂谐振器p1连接了节点x1和地线。此外，该图所示的电容器c以及开关sw相当于图9a所示的电容器c2以及开关sw2。换句话说，滤波器20d具有一对电容器c以及开关sw并联连接的电路即阻抗电路。此外，并联臂谐振器p2(第二并联臂谐振器)与该阻抗电路串联连接，并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)相对于并联臂谐振器p2和该阻抗电路串联连接的电路而并联连接。

也就是说，本应用例中的滤波器20d的滤波器特性相当于上述的应用例3中将开关sw1固定为接通且切换了开关sw2的接通以及断开的情况下的特性。即，滤波器20d能够根据开关sw的导通以及不导通的切换来切换通带高频侧的衰减极的频率，并且抑制通带高频端处的插入损耗的增大的同时切换第一特性和第二特性。

[应用例5]

图11为实施方式2的应用例5中的滤波器20e的电路结构图。

如该图所示的滤波器20e与图9a所示的滤波器20c相比，不同点在于，不具有电容器c2以及开关sw2，并联臂谐振器p2连接了节点x1和地线。此外，该图所示的电容器c以及开关sw相当于图9a所示的电容器c1以及开关sw1。换句话说，滤波器20e具有一对电容器c以及开关sw并联连接的电路即阻抗电路。此外，并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)与该阻抗电路串联连接，并联臂谐振器p2(第二并联臂谐振器)相对于并联臂谐振器p1和该阻抗电路串联连接的电路而并联连接。

也就是说，本应用例中的滤波器20e的滤波器特性相当于上述的应用例3中将开关sw2固定为接通且切换了开关sw1的接通以及断开的情况下的特性。即，滤波器20e能够根据开关sw的导通以及不导通的切换来切换通带低频侧的衰减极的频率，并且抑制通带的低频端处的插入损耗的增大的同时切换第一特性和第二特性。

[应用例6]

图12为实施方式2的应用例6中的滤波器20f的电路结构图。

如该图所示的滤波器20f与图10所示的滤波器20d以及图11所示的滤波器20e相比，不同点在于，在相互并联连接的一对电容器c以及开关sw相对于并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2并联连接的电路而串联连接。换句话说，在滤波器20f中，由电容器c以及开关sw构成的阻抗电路相对于并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2并联连接的电路而串联连接。

在本应用例中，在开关sw断开的情况下，对并联连接的并联臂谐振器p1以及p2附加电容器c。因此，开关sw断开的情况下的通过特性与开关sw接通的情况下的通过特性相比，通带两侧的极(衰减极)均向高频侧移动。即，滤波器20f能够根据开关sw的导通以及不导通的切换来一起切换通带两侧的极(衰减极)的频率。

(实施方式3)

以上的实施方式1以及2中说明过的滤波器(弹性波滤波器装置)能够应用于高频前端电路等。

因而，在本实施方式中，对这样的高频前端电路进行说明。

图13为实施方式3所涉及的高频前端电路1及其周边电路的结构图。在该图中示出高频前端电路1、天线元件2和rf信号处理电路(rfic)3。高频前端电路1、天线元件2以及rfic3构成了通信装置4。天线元件2、高频前端电路1以及rfic3例如被配置于应对多模式/多频段的便携式电话的前端部。

天线元件2为收发高频信号的例如依照3gpp(thirdgenerationpartnershipproject；第三代合作伙伴计划)等通信标准的应对多频段的天线。另外，天线元件2例如也可不与通信装置4的所有频段相对应，可以仅与低频带组或者高频带组的频段相对应。此外，天线元件2也可不内置于通信装置4而与通信装置4分开设置。

rfic3为对由天线元件2收发的高频信号进行处理的rf信号处理电路。具体地说，rfic3通过下转换等对从天线元件2经由高频前端电路1的接收侧信号路径输入的高频接收信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的接收信号向基带信号处理电路(未图示)输出。此外，rfic3通过上转换等对从基带信号处理电路输入的发送信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的高频发送信号输出到高频前端电路1的发送侧信号路径(未图示)。

高频前端电路1为在天线元件2与rfic3之间传递高频信号的电路。具体地说，高频前端电路1将从rfic3输出的高频发送信号经由发送侧信号路径(未图示)而传递到天线元件2。此外，高频前端电路1将由天线元件2接收到的高频接收信号经由接收侧信号路径而传递到rfic3。在本实施方式中，对实施方式1以及2所涉及的滤波器设置于高频前端电路1的接收侧信号路径的结构进行说明，但该滤波器也可设置于高频前端电路1的发送侧信号路径。

高频前端电路1从天线元件2侧依次具备由多个开关构成的开关组110a～110c、由多个滤波器构成的滤波器组120、开关组150和接收放大电路组160。

开关组110a～110c由按照来自控制部(未图示)的控制信号对天线元件2和与规定的频段对应的信号路径进行连接的一个以上的开关(在本实施方式中为多个开关)构成。另外，与天线元件2连接的信号路径并不限于一个，也可为多个。也就是说，高频前端电路1可以对应于载波聚合。

滤波器组120由一个以上的滤波器构成，在本实施方式中，例如由以下的多个滤波器构成。具体地说，该频带为：(i)能与band11、21以及32对应的可调谐滤波器；(ii)能与band3、以及band3和9的ca(载波聚合)对应的可调谐滤波器；(iii)与band25对应的滤波器；(iv)与band34对应的滤波器；(v)与band1、4、65以及66对应的滤波器；(vi)与band40对应的滤波器；(vii)与band30对应的滤波器；(viii)与band41对应的滤波器；以及(ix)能与band7、以及band7和38的ca对应的可调谐滤波器。

开关组150由按照来自控制部(未图示)的控制信号来对与规定的频段对应的信号路径和接收放大电路组160中的与该规定的频段对应的接收放大电路进行连接的一个以上的开关(在本实施方式中为多个开关)构成。另外，与天线元件2连接的信号路径不限于一个，也可为多个。也就是说，高频前端电路1也可对应于载波聚合。由此，从天线元件2输入的高频信号(在此为高频接收信号)经由滤波器组120的规定的滤波器，被接收放大电路组160的规定的接收放大电路放大，并输出到rfic3。另外，也可单独地设置与低频段对应的rfic和与高频段对应的rfic。

接收放大电路组160由对从开关组150输入的高频接收信号进行功率放大的一个以上的低噪声放大器(在本实施方式中为多个低噪声放大器)构成。

这样构成的高频前端电路1作为至少一个可调谐滤波器而具备上述的实施方式2的应用例中的滤波器20a～20f的任一个。由此，与按每个频段设置滤波器的情况相比，能够削减滤波器的个数，因此能够进行小型化。

此外，高频前端电路1作为通带固定的滤波器也可具备上述的实施方式所涉及的滤波器10。

(其他实施方式)

以上，列举实施方式1～3对本发明的实施方式所涉及的弹性波滤波器装置以及高频前端电路进行了说明，但本发明并不限定于上述实施方式。组合上述实施方式中的任意的构成要素而实现的其他实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围中对上述实施方式实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置有本发明所涉及的弹性波滤波器装置以及高频前端电路的各种设备也包含在本发明中。

例如，具备上述的高频前端电路和rfic3(rf信号处理电路)的通信装置4也包括在本发明中。根据这样的通信装置4，能够谋求低损耗化和高选择度化。

此外，具备上述的滤波器的双工器等多工器也包括在本发明中。也就是说，在多个滤波器被共用连接的多工器中，至少一个滤波器也可为上述的任一个滤波器。

此外，串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p2并不限于使用了声表面波的弹性波谐振器，例如也可由使用了体波(bulkwave)或者声边界波的弹性波谐振器构成。也就是说，串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p2也可不由idt电极构成。

此外，串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p2从低损耗化的观点出发优选具有反射器，但例如在存在安装布局等的制约的情况下，也可不具有反射器。也就是说，串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p2的至少一个也可不具有构成各自的idt电极以及一组反射器之中的一组反射器而仅由idt电极构成。

此外，串联臂谐振器s1和并联臂谐振器p1以及p2的至少一个也可仅具有配置于idt电极的两侧的一组反射器中的单侧的反射器。

此外，例如，在高频前端电路或者通信装置中，也可在各构成要素之间连接电感器、电容器。另外，在该电感器中也可包含基于连接各构成要素间的布线的布线电感器。

产业上的可利用性

本发明作为低损耗的滤波器、多工器、前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。

附图标记说明：

1高频前端电路；

2天线元件；

3rfic(rf信号处理电路)；

4通信装置；

10、20a～20f滤波器(弹性波滤波器装置)；

11m输入输出端子(第一输入输出端子)；

11n输入输出端子(第二输入输出端子)；

101电极膜；

101a、101b梳齿电极；

101g密接层；

101h主电极层；

102压电基板；

103保护层；

110a、110b、210电极指；

110a～110c、150开关组；

111、121、131idt电极；

111a、111b、211汇流条电极；

112、122、132反射器；

120滤波器组；

160接收放大电路组；

c、c1、c2电容器(阻抗元件)；

l电感器(阻抗元件)；

p1、p2并联臂谐振器；

s1串联臂谐振器(串联臂谐振电路)；

sw、sw1、sw2开关(开关元件)。