本发明涉及一种无源混频器，特别是涉及一种利用自跟随偏置和失调消除的无源混频器。
背景技术：
无源混频器具有低闪烁噪声、低功耗、灵活的增益配置等优点，在低功耗以及多模多带射频收发器中得到了深入研究和广泛应用。其结构通常由跨导级(gm)，无源mos管开关(sw)和跨阻放大器(tia)三部分组成。由于开关管没有直流电流，避免了低频闪烁噪声贡献，因此特别适合于零中频接收机和低中频接收机使用。
对于零中频和低中频直接变频接收机，由于中频频率很低，通常中频电路各模块采用直流耦合方式连接，所有模块共享相同的共模电压vcm。由于跨阻放大器，低通滤波器(lpf)，可变增益放大器(vga)以及模数转换器(adc)等均有共模反馈电路，因此只需将所有电路的共模参考电压都接到同样的vcm即可。但混频器的开关管栅极偏置电压通常由二极管连接的mos管产生，该电压与vcm无关。因此当vcm变化时，开关管的栅源之间电压vgs会发生变化，使得开关管性能变化，从而改变混频器的性能指标。
如图1所示为一种常用的跨导-开关-跨阻型cmos无源混频器结构。其中10部分为跨导级gm，用于将射频电压输入信号转化为电流输出；20部分为无源开关管，由于开关管源漏两端电压差为零，因此开关没有直流电流流过，消除了闪烁噪声的影响；30部分为跨阻放大级，通过运放反馈形式将电流信号再次转换为电压信号输出，实现混频和放大的作用。传统的混频器设计中，开关管m1～m4采用共用的直流偏置电压vb。因此每个开关管偏置电压相同。偏置电压产生电路的典型结构如图2所示，通过偏置电流ib流过一个二极管连接的nmos管mn，得到偏置电压vb。由于开关管m1～m4的源极和漏极电压等于跨阻放大器的共模电压vcm，因此其栅源电压为：
vgs_m1～4＝vb-vcm
可见，当共模电压vcm变化时，开关管栅源电压也随之变化，从而影响混频器的增益、噪声和线性度等性能指标。另外，尽管图1所示的混频器在电路结构上保持对称，但是由于版图和干扰的非对称特性，开关管m1～m4仍然会有不可避免的工艺偏差，各个电路节点的寄生效应也不可能完全相同，因此在中频输出端会表现为直流的电压失配和交流的二阶失调特性。
要想得到不随vcm变化的性能，就需要开关管的栅极电压能够自动跟随vcm变化。在专利号为cn201010219074的中国专利申请“一种能跟随mos晶体管阈值电压的无源混频器偏置电路”中，提出了一种基于电阻分压的跟随方法，将开关管的vgs稳定在i1*r2上，但由于电阻r2和开关管没有匹配关系，因此该方法对于工艺、电压、温度(pvt)偏差容忍较低，另外，对于全集成射频接收机，通常共模电压vcm由片内带隙基准(bandgap)产生，以提供给多个模块共用。而该方法产生的共模电压i1*r2无法精确控制和调节，也不适合给其它模块使用。
另外，对于零中频接收机，由于混频器中频部分为整个接收机中频模块的第一级，其直流偏移(dcoffset)会被后级的可变增益放大器加以放大，导致信噪比下降，甚至adc饱和。直流偏移来源于电路寄生器件，版图的非对称，本振泄露等，在设计时无法完全避免，因此需要通过校准的方式加以消除。在专利号为201210356500的中国专利申请“用于无源混频器的偏移校正”中，通过采用独立调节开关管的栅极和衬底端偏置电压，来调节开关管的导通阻抗，从而调节直流偏移，然而，这种调节方法需要有较复杂的数字控制电路，且需要针对每颗芯片单独调节，实现过于复杂，且成本较高。
技术实现要素：
为克服上述现有技术存在的不足，本发明之目的在于提供一种无源混频器，其一方面可使得无源混频器开关管能跟随信号共模电压的变化，具有较高的自适应性；另一方面能自动校准混频器的直流偏移，提高二阶非线性性能。
为达上述目的，本发明提出一种无源混频器，包括：
跨导级模块，用于将射频电压输入信号rf转化为射频电流输出；
无源开关模块，用于采用多个开关管，各开关管连接共模电压跟随电路，以获得跟随共模电压vcm变化的偏置电压，并在同相本振信号lo+和反相本振信号lo-的控制下将所述跨导级模块输出的射频电流转换为中频电流输出；
跨阻放大极，用于将所述无源开关模块输出的中频电流转换为中频电压if+/if-输出，实现中频放大的作用；
共模电压跟随电路，用于产生并输出跟随共模电压vcm变化的偏置电压至所述无源开关模块。
进一步地，所述共模电压跟随电路包括同相共模电压滤波阻容网络、同相共模电压跟随电路、反相共模电压滤波阻容网络以及反相共模电压跟随电路，用于跟随同相和反相共模电压并输出同相共模偏置电压vb+和反相共模偏置电压vb-至所述无源开关模块。
进一步地，所述同相共模电压滤波阻容网络一端连接所述跨阻放大极的同相输出端if+，另一端连接所述同相共模电压跟随电路，所述反相共模电压滤波阻容网络一端连接所述跨阻放大极的反相输出端if-，另一端连接所述反相共模电压跟随电路，所述同相共模电压跟随电路的输出同相共模偏置电压vb+至所述无源开关模块，所述反相共模电压跟随电路输出反相共模偏置电压vb-至所述无源开关模块。
进一步地，所述同相/反相共模电压跟随电路包括第二运放、电流源以及第一nmos管mn1和第二nmos管mn2，共模电压输入vcmi连接至所述第二运放的一输入端，所述第二运放的输出端连接至第一nmos管mn1的栅极，所述第二运放的另一输入端连接至所述第一nmos管mn1的漏极和第二nmos管mn2的源极，所述第一nmos管mn1的源极接地，所述第二nmos管mn2的栅极和漏极短接后与所述电流源相连组成共模电压输出节点vb_sw，输出所述同相/反相共模偏置电压vb+/vb-。
进一步地，所述同相/反相共模电压滤波阻容网络包括一电容和电阻。
进一步地，所述无源开关模块包括nmos开关管m1-m4、本振隔直电容cb1-cb4、偏置电阻rb1-rb4以及射频信号隔直电容cc1-cc2，所述跨导级模块的同相输出射频电流信号通过射频信号隔直电容cc1连接至nmos开关管m1与nmos开关管m2的源极，所述跨导级模块的反相输出射频电流信号通过所述射频信号隔直电容cc2连接至所述nmos开关管m3、nmos开关管m4的源极，所述同相本振信号lo+分别通过本振隔直电容cb1和cb4连接至所述nmos开关管m1、nmos开关管m4的栅极，所述反相本振信号lo-分别通过所述本振隔直电容cb2和cb3连接至所述nmos开关管m2、nmos开关管m3的栅极，所述nmos开关管m1、nmos开关管m3的漏极连接至所述跨阻放大极，所述nmos开关管m2、nmos开关管m4的漏极连接至所述跨阻放大极。所述同相共模电压跟随电路的输出端vb+连接至所述偏置电阻rb2、偏置电阻rb4的公共端，所述偏置电阻rb2的另一端连接至所述nmos开关管m2的栅极，所述偏置电阻rb4的另一端连接至nmos开关管m4的栅极，所述反相共模电压跟随电路的输出端vb-连接至所述偏置电阻rb1、偏置电阻rb3公共端，所述偏置电阻rb1的另一端连接至nmos开关管m1的栅极，偏置电阻rb3的另一端连接至nmos开关管m3的栅极。
进一步地，所述无源开关模块也可以采用pmos管和nmos管互补开关。
进一步地，所述共模电压跟随电路包括同相共模电压滤波阻容网络、同相共模电压跟随电路、反相共模电压滤波阻容网络以及反相共模电压跟随电路，用于跟随共模电压产生并输出相应的偏置电压vbn和vbp至所述无源开关模块的互补开关管。
进一步地，所述同相/反相共模电压跟随电路包括第二运放、电流源、第一pmos管mp1、第一nmos管mn1和第二nmos管，共模电压输入vcmi连接至所述第二运放的一输入端，所述第二运放的输出端连接至所述第一nmos管mn1的栅极，所述第二运放的同相输入端连接至第一pmos管mp1的源极和第二nmos管mn2的源极，第一pmos管mp1的栅极与漏极短接后与第一nmos管mn1的漏极相连组成共模电压第二输出节点vbp，所述第一nmos管mn1的源极接地，第二nmos管mn2的栅极和漏极短接后与所述电流源相连组成共模电压第一输出节点vbn。
进一步地，所述无源开关模块包括nmos开关管m1/m3、pmos开关管m2/m4、本振隔直电容cb1-cb4、偏置电阻rb1-rb4以及射频信号隔直电容cc0，所述跨导级模块的的输出射频电流信号通过所述射频信号隔直电容cc0分别连接至所述nmos开关管m1/m3的源极和pmos开关管m2/m4的源极，所述同相本振信号lo+分别通过本振隔直电容cb1和cb4连接至所述nmos开关管m1、pmos开关管m4的栅极，所述反相本振信号lo-分别通过所述本振隔直电容cb2和cb3连接至所述pmos开关管m2、nmos开关管m3的栅极，所述nmos开关管m1/m3的漏极、所述pmos开关管m2/m4的漏极连接至所述跨阻放大极，所述同相/反相共模电压跟随电路的输出端vbp连接至所述偏置电阻rb2/rb4的一端，所述偏置电阻rb2/rb4的另一端分别连接至所述pmos开关管m2/m4的栅极，所述反相/同相共模电压跟随电路的输出端vbn连接至所述偏置电阻rb1/rb3的一端，所述偏置电阻rb1/rb3的另一端分别连接至所述nmos开关管m1/m3的栅极。
与现有技术相比，本发明一种无源混频器通过利用共模电压跟随电路为无源开关模块的开关管产生跟随共模电压vcm变化的偏置电压，实现了一种自跟随偏置和失调消除的无源混频器，本发明一方面使得无源混频器开关管能跟随信号共模电压的变化，具有较高的自适应性；另一方面能自动校准混频器的直流偏移，提高二阶非线性性能。
附图说明
图1为一种常用的跨导-开关-跨阻型cmos无源混频器的结构示意图；
图2为图1中偏置电压产生电路的典型结构示意图；
图3为本发明一种无源混频器第一实施例的电路结构图；
图4为本发明第一实施例中同相/反相共模电压跟随电路的结构示意图；
图5为对本发明的模块化建模分析图；
图6为本发明一种无源混频器第二实施例的电路结构图；
图7为本发明第二实施例中同相/反相共模电压跟随电路的电路结构图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例并结合附图说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭示的内容轻易地了解本发明的其它优点与功效。本发明亦可通过其它不同的具体实例加以施行或应用，本说明书中的各项细节亦可基于不同观点与应用，在不背离本发明的精神下进行各种修饰与变更。
图3为本发明一种无源混频器第一实施例的电路结构图。如图3所示，本发明一种无源混频器，包括：跨导级(gm)模块10、无源开关模块20、跨阻放大极(tia)30和共模电压跟随电路40。
其中，跨导级(gm)模块10，用于将射频电压输入信号rf转化为射频电流输出；无源开关模块20由nmos开关管m1-m4、本振隔直电容cb1-cb4、射频信号隔直电容cc1-cc2、偏置电阻rb1-rb4组成，用于采用多个开关管，各开关管连接共模电压跟随电路40，以获得跟随共模电压vcm变化的偏置电压，并在同相本振信号lo+和反相本振信号lo-的控制下将跨导级(gm)模块10输出的射频电流转换为中频电流输出，实现混频的作用，由于开关管源漏两端直流电压差为零，因此开关没有直流电流流过，消除了闪烁噪声的影响；跨阻放大极(tia)30由放大器amp1、同相反馈阻容网络rf1/cf1和反相反馈阻容网络rf2/cf2组成，用于将无源开关模块20输出的中频电流转换为中频电压if+/if-输出，实现中频放大的作用；共模电压跟随电路40由同相共模电压滤波阻容网络rd1/cd1、同相共模电压跟随电路41、反相共模电压滤波阻容网络rd2/cd2、反相共模电压跟随电路42组成，用于跟随共模电压并输出同相共模偏置电压vb+和反相共模偏置电压vb-。
图4为本发明第一实施例中同相/反相共模电压(41/42)跟随电路的结构示意图。如图4所示，该同相/反相共模电压(41/42)跟随电路包括运放amp2、电流源ib、nmos管mn1和mn2组成，用于产生一跟随输入电压vcmi变化的输出电压vb_sw。
具体地，射频电压输入信号rf连接至跨导级(gm)模块10的输入端，跨导级(gm)模块10的同相输出射频电流信号通过射频信号隔直电容cc1连接至nmos开关管m1、m2的源极，跨导级(gm)模块10的反相输出射频电流信号通过射频信号隔直电容cc2连接至nmos开关管m3、m4的源极，同相本振信号lo+分别通过本振隔直电容cb1和cb4连接至nmos开关管m1、m4的栅极，反相本振信号lo-分别通过本振隔直电容cb2和cb3连接至nmos开关管m2、m3的栅极，nmos开关管m1、m3的漏极连接至放大器amp1的同相输入端，nmos开关管m2、m4的漏极连接至放大器amp1的反相输入端，共模电压vcm连接至放大器amp1的共模电压输入端，同相反馈阻容网络rf1/cf1并联后跨接在放大器amp1的同相输出端if+和同相输入端之间，反相反馈阻容网络rf2/cf2并联后跨接在放大器amp1的反相输出端if－和反相输入端之间，放大器amp1的同相输出端if+还连接至同相共模电压滤波电阻rd1的一端，同相共模电压滤波电阻rd1的另一端连接至同相共模电压滤波电容cd1的一端和同相共模电压跟随电路41的输入端，同相共模电压滤波电容cd1的另一端接地，放大器amp1的反相输出端if－还连接至反相共模电压滤波电阻rd2的一端，反相共模电压滤波电阻rd2的另一端连接至反相共模电压滤波电容cd2的一端和反相共模电压跟随电路42的输入端，反相共模电压滤波电容cd2的另一端接地，同相共模电压跟随电路41的输出端vb+连接至偏置电阻rb2、rb4的公共端，偏置电阻rb2的另一端连接至nmos开关管m2的栅极，偏置电阻rb4的另一端连接至nmos开关管m4的栅极，反相共模电压跟随电路42的输出端vb-连接至偏置电阻rb1、rb3公共端，偏置电阻rb1的另一端连接至nmos开关管m1的栅极，偏置电阻rb3的另一端连接至nmos开关管m3的栅极。
共模电压输入vcmi连接至运放amp2的反相输入端，运放amp2的输出端连接至nmos管mn1的栅极，amp2的同相输入端连接至nmos管mn1的漏极和nmos管mn2的源极，nmos管mn1的源极接地，nmos管mn2的栅极和漏极短接后与偏置电流ib的下端相连组成共模电压输出节点vb_sw，偏置电流ib的上端接电源正端。
本发明之共模电压跟随电路40的目的在于为无源开关模块20的开关管产生一个跟随共模电压vcm变化的偏置电压。由于放大器amp2的虚短特性，使得v1＝vcm，因此有：
vb＝vcm+vgs_mn2
其中
这样开关管的栅极偏置电压被钳位在比共模电压vcm高的一个固定电压，从而其栅源电压为：
即开关管的栅源电压始终等于nmos管mn2管的栅源电压。该电压与共模电压vcm无关，能够适应不同共模电压vcm变化的工作环境。
具体地，本发明的工作原理为：首先中频输出if通过滤波阻容网络rd和cd后，取出直流电压作为偏置产生电路的输入，然后将得到的输出电压反馈至开关管栅极作为偏置。假设中频输出直流电压vdc_if+大于vdc_if-，则偏置电压vb+大于vb-，将vb+和vb-分别作为m2/m4和m1/m3的直流偏置，会使得栅源电压vgs2,4大于vgs1,3，因此流过m2/m4的电流大于流过m1/m3的电流，而m2/m4和m1/m3的电流分别流过反馈电阻rf2和rf1后在中频输出端产生直流电压vif-和vif+，并且vif-大于vif+，即形成了一个负反馈来补偿vif+和vif-的差异，从而达到降低直流偏差的目的。
图5为本发明的模块化建模分析图。将共模电压跟随电路40用斜率k表示，开关管跨导表示为gm，可以推导得到环路的传递函数为：
其中，s为传递函数的s域表示，cd，rd为电容、电阻。
由公式可见，高通拐点频率为1+2πcdrd，在该频率以内，直流失调降低了1+2kgmrf。
在此需说明的是，在本发明第一实施例中，所述无源混频器采用的是全差分双平衡无源混频器，当然，所述无源混频器也可以采用pmos和nmos互补开关的单平衡无源混频器结构，本发明也同样适用于采用pmos和nmos互补开关的单平衡无源混频器结构。图6为本发明一种无源混频器第二实施例的电路结构图。在本发明第二实施例中，所述无源混频器同样包括：跨导级(gm)模块10、无源开关模块20、跨阻放大极(tia)30和共模电压跟随电路40。
其中，跨导级(gm)模块10，用于将射频电压输入信号rf转化为射频电流输出；无源开关模块20由pmos和nmos互补开关管m1-m4、本振隔直电容cb1-cb4、射频信号隔直电容cc0、偏置电阻rb1-rb4组成，各pmos和nmos互补开关管连接共模电压跟随电路40，以获得跟随共模电压vcm变化的偏置电压，并在同相本振信号lo+和反相本振信号lo-的控制下将跨导级(gm)模块10输出的射频电流转换为中频电流输出，实现混频的作用，由于开关管源漏两端直流电压差为零，因此开关没有直流电流流过，消除了闪烁噪声的影响；跨阻放大极(tia)30由放大器amp1、同相反馈阻容网络rf1/cf1和反相反馈阻容网络rf2/cf2组成，用于将无源开关模块20输出的中频电流转换为中频电压if+/if-输出，实现中频放大的作用；共模电压跟随电路40由同相共模电压滤波阻容网络rd1/cd1、同相共模电压跟随电路41、反相共模电压滤波阻容网络rd2/cd2、反相共模电压跟随电路42组成，用于跟随同相和反相共模电压并输出偏置电压vbn和vbp至无源开关模块20的互补开关管。
图7为本发明第二实施例中同相/反相共模电压跟随电路的电路结构图。在本发明第二实施例中，该同相/反相共模电压跟随电路包括运放amp2、电流源ib、pmos管mp1、nmos管mn1和mn2组成，用于产生一跟随输入电压vcmi变化的输出电压vbn和vbp，所述vbn和vbp分别为无源开关模块的nmos开关管和pmos开关管提供栅极偏置电压，其中，
vbn＝vcm+vgs_mn2
vbp＝vcm-|vgs_mp1|
具体地，射频电压输入信号rf连接至跨导级(gm)模块10的输入端，跨导级(gm)模块10的输出射频电流信号通过射频信号隔直电容cc0分别连接至nmos开关管m1/m3的源极和pmos开关管m2/m4的源极，同相本振信号lo+分别通过本振隔直电容cb1和cb4连接至nmos开关管m1、pmos开关管m4的栅极，反相本振信号lo-分别通过本振隔直电容cb2和cb3连接至pmos开关管m2、nmos开关管m3的栅极，nmos开关管m1、pmos开关管m2的漏极连接至放大器amp1的同相输入端，nmos开关管m3、pmos开关管m4的漏极连接至放大器amp1的反相输入端，共模电压vcm连接至放大器amp1的共模电压输入端，同相反馈阻容网络rf1/cf1并联后跨接在放大器amp1的同相输出端if+和同相输入端之间，反相反馈阻容网络rf2/cf2并联后跨接在放大器amp1的反相输出端if-和反相输入端之间，放大器amp1的同相输出端if+还连接至同相共模电压滤波电阻rd1的一端，同相共模电压滤波电阻rd1的另一端连接至同相共模电压滤波电容cd1的一端和同相共模电压跟随电路41的输入端，同相共模电压滤波电容cd1的另一端接地，放大器amp1的反相输出端if－还连接至反相共模电压滤波电阻rd2的一端，反相共模电压滤波电阻rd2的另一端连接至反相共模电压滤波电容cd2的一端和反相共模电压跟随电路42的输入端，反相共模电压滤波电容cd2的另一端接地，同相共模电压跟随电路41的第一输出端vbn连接至偏置电阻rb3的一端，偏置电阻rb3的另一端连接至nmos开关管m3的栅极，同相共模电压跟随电路41的第二输出端vbp连接至偏置电阻rb2的一端，偏置电阻rb2的另一端连接至pmos开关管m2的栅极，反相共模电压跟随电路42的第一输出端vbn连接至偏置电阻rb1的一端，偏置电阻rb1的另一端连接至nmos开关管m1的栅极，反相共模电压跟随电路42的第二输出端vbp连接至偏置电阻rb4的一端，偏置电阻rb4的另一端连接至pmos开关管m4的栅极。
共模电压输入vcmi连接至运放amp2的反相输入端，运放amp2的输出端连接至nmos管mn1的栅极，amp2的同相输入端连接至pmos管mp1的源极和nmos管mn2的源极，pmos管mp1的栅极与漏极短接后与nmos管mn1的漏极相连组成共模电压第二输出节点vbp，nmos管mn1的源极接地，nmos管mn2的栅极和漏极短接后与偏置电流ib的下端相连组成共模电压第一输出节点vbn，偏置电流ib的上端接电源正端。
由于其采用pmos和nmos互补开关的单平衡无源混频器结构的原理与本发明第一实施例所示的全差分双平衡无源混频器类似，这里不再赘述。
综上所述，本发明一种无源混频器通过利用共模电压跟随电路为无源开关模块的开关管产生跟随共模电压vcm变化的偏置电压，实现了一种自跟随偏置和失调消除的无源混频器，本发明一方面使得无源混频器开关管能跟随信号共模电压的变化，具有较高的自适应性；另一方面能自动校准混频器的直流偏移，提高二阶非线性性能。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何本领域技术人员均可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰与改变。因此，本发明的权利保护范围，应如权利要求书所列。