恒流驱动电路的制作方法

本发明涉及一种适用于led元件的pwm调光的恒流驱动电路。

背景技术：

在将led元件用作例如液晶显示装置的背光的情况下，在将其亮度控制为恒定时，进行使流过led元件的电流恒定的控制。此外，在将led元件调整为任意亮度的情况下，进行以数百hz以上的频率控制led元件接通(on)/断开(off)，使led元件的点亮/熄灭的时间比发生变化的pwm调光。

图6是通过恒流驱动电路实现进行pwm调光的led驱动电路的图。在图6中，1是电压vdd的电源端子，2是电压vss(＝0v)的接地端子，3是输出端子，4是pwm信号的输入端子，5是led元件。

该led驱动电路通过nmos晶体管m1导通(on)而使pmos晶体管m2导通，输出电流iout从输出端子3流向led元件5。该输出电流iout在电阻r1中被检测为电压vs1，该电压vs1输入至gm放大器(跨导放大器)6的同相输入端子。在该gm放大器6的反相输入端子施加有基准电压vref1，所述基准电压vref1通过使电流源7的基准电流iref流过电阻r2而产生。r3是晶体管m2的偏置电阻，r4是晶体管m1的偏置电阻，c1是与晶体管m1的栅极连接的相位补偿用的电容器。

当流过电阻r1的输出电流iout变大时，电压vs1降低，gm放大器6的同相输入端子的电压降低，当低于基准电压vref1时，该gm放大器6对电容器c1的电荷进行放电，因此晶体管m1的栅极电压vg1降低。由此，晶体管m2的栅极电压变高，进行使输出电流iout变小的负反馈动作。相反地，当流过电阻r1的输出电流iout变小时，电压vs1上升，gm放大器6的非反相输入端子的电压上升，当高于基准电压vref1时，该gm放大器6将电荷充电至电容器c1，晶体管m1的栅极电压vg1上升。由此，晶体管m2的栅极电压变低，进行使输出电流iout变大的负反馈动作。

通过这样的负反馈动作，流过点亮时的led元件5的输出电流iout被控制在与基准电压vref1对应的恒定值。由于在稳定状态下为，

lout×r1＝iref×r2(1)

因此此时的输出电流iout由下述算式(2)求出。

以上是输入端子4的pwm电压vpwm为“l”的状态且nmos晶体管m3截止(off)时的动作。

此后，当pwm电压vpwm变为“h”时，晶体管m3导通，对电容器c1的电荷进行放电，因此电压vg1降低，晶体管m1截止。由此晶体管m2也截止，输出电流iout不再流动，led元件5熄灭。此后，当输入端子4的pwm电压vpwm再次变为“l”时，晶体管m3变为截止。然后，当通过gm放大器6的输出电流对电容器c1进行充电，电压vg1达到晶体管m1的阈值vth1时，该晶体管m1导通，晶体管m2也导通，输出电流iout开始流向led元件5，重新开始点亮。

再者，在进行pwm调光的情况下，当点亮led元件5的时间短时，led元件5从熄灭状态向点亮状态切换时的上升所需的时间延迟的影响变大。因此，led元件5无法达到与输入端子4的pwm电压vpwm的占空比相应的亮度。

因此，为了防止上述这样的延迟，在电源端子1与电容器c1之间连接快速充电用的电流源11，通过充电停止用的比较器12对该电流源11进行接通/断开控制。对于该比较器12而言，在反相输入端子输入电压vs1，在同相端子输入对基准电压vref1施加了电压vchg后的电压作为基准电压。

在图7中示出图6的led驱动电路的动作波形图。在pwm电压vpwm变为“h”，晶体管m3导通，led元件5熄灭时，输出电流iout不流过电阻r1，电压vs1变为电源电压vdd。因此，通过比较器12将电流源11控制为接通，电流ichg流动，但该电流ichg流过导通的晶体管m3。

接着，当在时刻t0，pwm电压vpwm从“h”变化为“l”时，通过之前接通的电流源11的电流ichg开始电容器c1的快速充电。通过该充电，当在时刻t1电压vg1超过晶体管m1的阈值vth(m1)时，晶体管m1导通，晶体管m2也导通，输出电流iout开始流动。这样通过电流ichg对电容器c1进行快速充电，由此能促进栅极电压vg1的上升，能迅速地应对pwm电压vpwm从“h”向“l”的变化。

当晶体管m2导通且输出电流iout开始增大时，电压vs1开始降低，因此gm放大器6的输入电压vin与之相应地降低。然后，随着电压vs1的降低，当变为“vs1＜(vref1+vchg)”且比较器12反相时，电流源11被控制为断开，由电流ichg进行的快速充电停止。进行与以上说明的图6中记载的电路的动作相同的动作的电路记载于专利文献1。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2012-164746号公报

技术实现要素：

发明所要解决的问题

再者，通常，为了不在电阻r1产生大功率，需要减小在电阻r2产生的电压，因此充电停止定时容易受比较器12的偏移电压的偏差的影响。由此，例如当快速充电的停止定时延迟而为时刻t2时，如图7所示，发生过冲(overshoot)并且led元件5的亮度发生变动，相反，当停止定时过早时，恐怕会快速充电不足，启动定时变慢，led元件5的亮度变得不充分。

本发明的目的在于提供一种不易受比较器的偏移电压的偏差的影响，且提高快速充电的停止定时的精度的恒流驱动电路。

用于解决问题的方案

为了实现上述目的，技术方案1的发明是一种恒流驱动电路，其具备：输出晶体管驱动负载接通/断开；晶体管，驱动所述输出晶体管；第一电阻，检测流过所述负载的电流并生成第一电压；第一gm放大器，输入所述第一电压和第一基准电压，以使所述第一电压与所述第一基准电压一致的方式控制所述输出晶体管；电容器，与驱动所述输出晶体管的晶体管的输入侧连接；pwm控制晶体管，根据pwm信号使所述输出晶体管导通/截止；快速充电电路，在通过该pwm控制晶体管将所述负载从断开切换为接通时，对所述电容器进行充电，使所述输出晶体管的动作的上升迅速化；以及充电停止电路，包括使通过该快速充电电路进行的充电停止的比较器，所述恒流驱动电路的特征在于，具备连接于所述第一gm放大器的输出侧与所述电容器之间的第二电阻，所述充电停止电路具备比较电压，并且根据该比较电压与在所述第二电阻产生的第二电压的比较结果使通过所述快速充电电路进行的充电停止。

技术方案2的发明的特征在于，在技术方案1所述的恒流驱动电路中，所述充电停止电路具备与所述第一gm放大器形成于相同半导体基板上的第二gm放大器，利用所述第二gm放大器的输出电流生成所述比较电压，所述第一gm放大器具有第一晶体管、第三电阻，所述第二gm放大器具有第二晶体管、第四电阻，所述第一晶体管和所述第二晶体管具有相同的特性，所述第三电阻和所述第四电阻具有相同的特性。

技术方案3的发明的特征在于，在技术方案2所述的恒流驱动电路中，所述第二gm放大器输入用于生成所述比较电压的第二基准电压。

技术方案4的发明的特征在于，在技术方案3所述的恒流驱动电路中，将所述第一基准电压与所述第二基准电压的比率设为恒定。

技术方案5的发明的特征在于，在技术方案3所述的恒流驱动电路中，能调整所述第一基准电压与所述第二基准电压的比率。

发明效果

根据技术方案1的发明，能降低作为充电停止电路的比较器的偏移电压的偏差的影响，因此能提高快速充电的停止定时的精度，能防止过冲、快速充电不足等。根据技术方案2的发明，能降低第一gm放大器的跨导、第二电阻的温度特性、制造偏差的影响。根据技术方案3的发明，能调整快速充电的停止定时。根据技术方案4的发明，能将快速充电的停止定时设为恒定而不依赖于输出电流的设定值。根据技术方案5的发明，能根据输出电流的设定值调整快速充电的停止定时。

附图说明

图1是第一实施例的led驱动电路的电路图。

图2是图1的led驱动电路的动作波形图。

图3是第二实施例的led驱动电路的电路图。

图4是第三实施例的led驱动电路的比较器的电路图。

图5是第三实施例的led驱动电路的比较器的另一例的电路图。

图6是以往的led驱动电路的电路图。

图7是图6的led驱动电路的动作波形图。

附图标记说明：

1：电源端子；2：接地端子；3：输出端子；4：输入端子；5：led元件；6：gm放大器；7：电流源；8：快速充电电路；81：电流源；9：作为充电停止电路的比较器。

具体实施方式

＜第一实施例＞

图1是以恒流驱动电路实现的第一实施例的led驱动电路。对与在图6中说明的相同部分标注相同附图标记。在本实施例中，除了电阻r1之外，还将电阻r5连接于gm放大器6的输出侧与晶体管m1的栅极之间。8是快速充电电路，包括被电流镜式连接的pmos晶体管m4、m5、与晶体管m4并联的pmos晶体管m6以及电流i1的电流源81。9是作为充电停止电路的比较器，将该比较器9的偏移电压vof与在电阻r5产生的电压vs2进行比较，在变为vs2＞vof时，将输出电压设为“h”。

快速充电电路8在比较器9的输出为“h”时，将晶体管m6控制为截止，因此，从晶体管m5输出与流过晶体管m4的电流i1相同的电流作为充电电流ichg。但是，在比较器9的输出为“l”时，晶体管m6被控制为导通，因此，使晶体管m4、m5截止，充电电流ichg的输出停止。

在图2中示出图1的led驱动电路的动作波形图。在pwm电压vpwm变为“h”时，晶体管m3导通，晶体管m1截止，晶体管m2也截止，led元件5熄灭。此时由于在电阻r1产生的电压vs1变为电源电压vdd，gm放大器6的输出电流电流igm变大，在电阻r5产生的电压vs2(＝igm×r5)也变大，为vs2＞vof。因此，比较器9的输出为“h”，晶体管m6截止，晶体管m4、m5导通，由此输出电流ichg。该电流ichg流向导通的晶体管m3，不会对晶体管m1造成影响。此外，电容器c1的电荷通过导通的晶体管m3进行放电。

接着，当pwm电压vpwm在时刻t0从“h”变化为“l”时，晶体管m3截止，因此，利用gm放大器6的输出电流igm加上电流ichg后的电流，开始电容器c1的快速充电。通过该充电，当到达晶体管m1的栅极电压vg1超过该晶体管m1的阈值vth(m1)的时刻t1时，晶体管m1导通，晶体管m2也导通，输出电流iout开始流向led元件5。这样通过电流ichg的快速充电能促进晶体管m1的栅极电压vg1的上升，能迅速应对pwm电压vpwm从“h”向“l”的变化。

当流过led元件5的输出电流iout增大时，电压vs1开始降低，因此gm放大器6的输入电压vin也同样降低，其输出电流igm减小，在电阻r5产生的电压vs2也减小。然后当变为vs2＝vof时，比较器9反相使其输出为“l”，晶体管m6导通。因此，晶体管m4、m5截止，电流ichg的输出停止，电容器c1的快速充电停止。如果变为vs2＝vof的时刻与图2所示的时刻t2一致，则能防止过冲，也能防止上升不足。

在此，当将gm放大器6的跨导设为gm1时，在电阻r5产生的电压vs2由

vs2＝vin×gm1×r5(3)

求出。由于在从快速充电电路8输出的电流ichg停止时vof＝vs2，当将此时的gm放大器6的输入电压设为vin(off)时，其电压vof由

vof＝vin(off)×gm1×r5(4)

表示。因此，电流ichg停止时的输入电压vin(off)由

求出。

例如，如果vof＝100mv、gm1＝1μa/mv、r5＝10kω，则vin(off)＝10mv。在该数值的情况下，gm放大器6的输入输出之间的增益为10倍。在该情况下，vof＝100mv，而vin(off)＝10mv，因此能将使快速充电停止的时刻t2的由偏移电压vof的偏差造成的影响降低为十分之一。就是说，即使在偏移电压vof中有少许偏差，充电停止电压vin(off)也不会大幅变动。因此，能降低由偏移电压vof的偏差引起的电流ichg的停止定时的误差(从时刻t2开始的偏差)。此外，比较器9所要求的检测精度变低，因此能将比较器9设为简单的电路构成。

这样，能降低比较器9的偏移电压vof的偏差的影响，能高精度地使快速充电的停止定时与时刻t2一致。因此，能在最佳的定时使快速充电停止，能防止发生过冲、快速充电不足等。

在本实施例中，以基准电压vref1实现技术方案所述的第一基准电压，以晶体管m1、m2实现输出晶体管，以晶体管m3实现pwm控制晶体管，以电阻r1实现第一电阻，以r5实现第二电阻，以偏移电压vof实现比较电压。

<第二实施例>

图3是第二实施例的led驱动电路，是将gm放大器6具体化后的图。在gm放大器6中，m11、m12是栅极与同相输入端子61和反相输入端子62连接，源极与电流源63连接的差分连接的pmos晶体管。m13、m14是用于提取晶体管m11的漏极电流的电流镜式连接的nmos晶体管。m15、m16是用于提取晶体管m14的漏极电流的电流镜式连接的pmos晶体管。m17、m18是用于提取晶体管m12的漏极电流的电流镜式连接的nmo晶体管。晶体管m16的漏极电流与晶体管m18的漏极电流的差分为gm放大器6的输出电流igm。快速充电电路8的电流源81包括对晶体管m11的漏极电流进行镜像的晶体管m7。

在该gm放大器6中，晶体管m11的漏极电流被镜像至晶体管m13→m14→m15→m16，此外晶体管m12的漏极电流被镜像至晶体管m17→m18。因此，当输入至同相输入端子61与反相输入端子62之间的输入电压vin变高时，输出电流igm增大，当输入电压vin变低时输出电流igm减小。

在本实施例中，输入电压vin越高则作为电流源81的晶体管m7的漏极电流i1越大。输入电压vin在输出电流iout不流动时为最大，因此在pwm电压vpwm从“h”变化为“l”时晶体管m7的电流i1为最大值。因此，能使开始快速充电时的电流ichg为大电流，能使led元件5的点亮的上升迅速化。

＜第三实施例＞

gm放大器6的跨导gm1、电阻r5由于制造偏差、温度而发生变动。其结果是，算式(5)的电压vin(off)也发生变动，停止电流ichg的定时也同样发生变动。因此，在本实施例中，在跨导gm1、电阻r5由于温度变动、制造偏差而发生变动时，通过使比较器9的输入偏移电压vof与该变动一致地发生变动，防止由于温度变动、制造偏差而使停止快速充电电流ichg的定时发生变动。

图4是表示比较器9的具体例的电路。比较器9包括比较器主体电路91和向该比较器主体电路91供给偏置电流ia的gm放大器92。

在比较器主体电路91中，m21、m22是栅极与同相输入端子93和反相输入端子94连接的差分连接的pmos晶体管。在栅极与反相输入端子94连接的晶体管m21的源极连接有产生所述偏移电压vof的电阻r6。m23、m24是作为晶体管m21、m22的有源负载的电流镜式连接的nmos晶体管。m25是栅极与晶体管m22的漏极连接，漏极与输出端子95连接的nmos晶体管。m26、m27、m28是电流镜式连接的pmos晶体管，其中的晶体管m27向差分连接的晶体管m21、m22供给偏置电流ia，晶体管m28的漏极与输出端子95连接。输出端子95与图1、图3的晶体管m6的栅极连接。m29是向晶体管m26供给偏置电流ia的nmos晶体管，由gm放大器92控制。

在gm放大器92中，m31、m32是在栅极间施加基准电压vref2，并且电流源96与源极连接的差分连接的pmos晶体管。m33、m34是作为晶体管m31、m32的有源负载而被电流镜式连接的nmos晶体管。m35是与晶体管m29电流镜式连接的nmos晶体管，将晶体管m32的漏极电流镜像至晶体管m29。m36是共同连接栅极和漏极的nmos晶体管，为了使电压vref2提高该晶体管m36的阈值电压的量而连接。这样，gm放大器92是与gm放大器6大致相同的电路构成。在本实施例中，以基准电压vref2实现技术方案所述的第二基准电压。

接着，在本实施例中，通过流过比较器主体电路91的晶体管m21的电流和电阻r6，生成图1、图2中说明的偏移电压vof。在变为vof＝vs2时，由于在晶体管m21、m22中流过相同的电流，此时流过晶体管m27的偏置电流ia的一半的电流流过电阻r6。因此，此时在电阻r6产生的偏移电压vof为

当将该算式(6)代入到算式(5)时，为

此时，如果将比较器主体电路91、gm放大器92构成在与gm放大器6、电阻r5相同的半导体基板上，则能使在电阻r6产生的偏移电压vof成为与在gm放大器6的输出侧得到的电压vs2相同的制造偏差、相同的温度特性。因此，如下所述，能消除偏移电压vof的制造偏差、温度特性。

当将gm放大器92的跨导设为gm2时，偏置电流ia为

ia＝vref2×gm2(8)，因此当将该算式(8)代入至算式(7)时，为

如上所述，通过将比较器主体电路91、gm放大器92构成在与gm放大器6、电阻r5相同的半导体基板上，能使电阻r6和r5具有相同的温度特性、相同的制造偏差，能使gm1和gm2具有相同的温度特性、相同的制造偏差，因此根据该算式(9)，对于使快速充电电流ichg停止时的gm放大器6的输入电压vin(off)，能降低由它们的温度变动、制造偏差引起的变动。

此外，使快速充电停止的电压vin(off)与电压vref2成比例，因此，能通过调整该电压vref2来调整使快速充电停止的定时。

在此，也参照图5的比较器9对gm放大器92的输入电压即基准电压vref2为对应于基准电压vref1的电压所带来的优点进行说明。以下，将供给至led元件3的输出电流的设定值(vs1＝vref1时的输出电流)设为iout(con)，将快速充电电路停止时的输出电流设为iout(chg-stop)。如图1所示，基准电压vref1由电流源7的电流iref和电阻r2的积表示，因此由以下算式(10)表示。

vref1＝iref×r2(10)

当将算式(10)代入至算式(2)时，能以算式(11)表示设定电流iout(con)与基准电压vref1的关系。

关于电流iout(chg-stop)，如下所示。快速充电电路停止时在电阻r1产生的电位差vr1由以下算式(12)表示。

vr1＝vref1--vin(off)(12)

快速充电电路停止时的输出电流iout(chg-stop)能由电压vr1除以电阻r1的值表示。

当将算式(12)代入至算式(13)时，为

用以算式(15)表示快速充电电路停止时的输出电流值iout(chg-stop)与输出电流的设定值iout(con)的比例irate。

当将算式(11)和算式(14)代入至该算式(15)时，为

因此当将算式(9)代入至算式(16)时，为

在此，对变更输出电流的设定值iout(con)时的比例irate进行说明。在这种恒流驱动电路中，在变更输出电流的设定值的情况下，通常变更电阻r1、r2、基准电流iref中的任一个。但是，在变更了电阻r2以及基准电流iref的情况下，如算式(10)所示，基准电压vref1发生变化。

在基准电压vref2为不依赖于基准电压vref1的常数的情况下，算式(17)的其他项、gm1、gm2、r5、r6为常数，因此，比例irate根据基准电压vref1的变动而发生变化。比例irate发生变化是指快速充电电路停止的时刻发生变化，根据输出电流的设定值可能会发生过冲、快速充电不足。

因此，通过将第二基准电压vref2设为与第一基准电压vref1对应的电压，将比例irate控制为恒定值，使快速充电电路在最佳的定时停止。

作为将基准电压vref2设为与基准电压vref1对应的电压的方法，例如有如图5所示的构成。该图5的电路使用流过与在图1中说明的电流源7的电流iref相同的电流的电流源97，由此在变更输出电流的设定值iout(con)时进行有效的动作的电路。基准电压vref2通过使电流源97的电流iref流过电阻r7而生成。

vref2＝iref×r7(18)

当将算式(9)和算式(18)代入至算式(15)时，为

构成该算式(19)的要素全部为常数，因此能设为恒定值而不依赖于输出电流的设定值iout(con)。即，在为了变更输出电流的设定值iout(con)而改变电阻r2的值时，如果以使r7/r2的关系相同的方式设定电阻r7的值，则比例irate不变，快速充电停止的时刻不发生变化。

需要说明的是，在本实施例中，为了简化，介绍了使比例irate恒定而不依赖于输出电流的设定值的例子，但输出电流的设定值越大，快速充电停止时的晶体管m1的栅极电压越高。就是说，必须对作为相位补偿电容的电容器c1进行充电的电荷的量也变大，充电时间变长。此外，即使在发生了10ma的过冲时，如果设定电流iout(con)为100ma，则为10％的过冲，但如果设定电流iout(con)为1a，则收窄为1％的过冲。

即，在输出电流iout大时，难以缩短充电时间，但过冲的问题小。相反，在输出电流小时，容易缩短充电时间，但过冲的问题大。如果增大比例irate，则快速充电的时间延长，因此总的充电时间变短，但相应地容易发生过冲。

因此，可以在输出电流的设定值iout(con)大时，即第一基准电压vref1大时将比例irate设定得高，相反，在输出电流的设定值iout(con)小时，即第一基准电压vref1小时，缩小比例irate等，根据条件来调整快速充电的停止定时。