一种噪声抑制电路及包括该噪声抑制电路的测试电路的制作方法

本实用新型涉及电路测试技术领域，特别是一种噪声抑制电路及包括该噪声抑制电路的测试电路。

背景技术：

在半导体自动化测试领域，精密小信号的测试往往伴随着外部噪声干扰，例如工频干扰，使测试结果精度变差、离散度变大。特别是高阻线路的测试，如小漏电测试，外部噪声干扰尤为严重。因此上述测试应用中，如浮动系统等测试设备对外部噪声的抑制效果往往决定了测试品质。

针对直流浮动系统进行测量时，由于浮动系统(例如浮动VI源表)依靠高频变压器实现浮动，而高频变压器的寄生参数导致了高频变压器将传导或产生供电频率的交流共模噪声引入浮动系统，造成浮动系统测量信噪比下降。

如图5所示，图中包括共模噪声源V1，共模噪声又称为非对称噪声或线路对地的噪声，在使用交流电源的电气设备的输入端都存在这种噪声，因而共模噪声源V1具有明显的频率特性。共模噪声源V1连接浮动系统的阻抗Z1。浮动系统到共模参考地(EG，图5中用EGND表示)的阻抗Z2。共模噪声源V1和浮动系统到共模参考地的阻抗Z2所连接为共模参考地(EG)，而浮动系统所连接为浮动系统参考地(FG，图5中用FGND表示)。根据电路原理，令共模参考地的噪声电压V(EG)＝0，则作为目标噪声的浮动系统参考地的噪声电压V(FG)＝V1×Z2/(Z1+Z2)，即浮动系统参考地的共模噪声为浮动系统的阻抗Z1、浮动系统到共模参考地的阻抗Z2对共模噪声源V1的分压。

降低浮动系统共模噪声V(FG)的方法包括以下几类：

一、降低共模噪声源V1

通过调整高频变压器结构来抑制传导或产生的共模噪声。但此类方法受高频变压器制作工艺限制，很难精确调整高频变压器的寄生参数以实现较好的抑制效果。

二、降低阻抗Z2

或者，通过在浮动系统参考地与共模参考地之间连接较大的电容。但这种方法为了抑制点频的共模噪声而大幅牺牲了浮动系统整个频域的交流浮动特性。

再或者，通过在浮动系统的参考地和共模参考地之间连接LC电路以进行选频滤波。但考虑到浮动系统的交流浮动性能，LC电路中的电感值L需要设计在0.1H以上，如此高频大电感量的电感带来了器件选型、成本和体积等不利影响。

三、增大浮动系统的阻抗Z1

阻抗Z1可以简单理解为一个电阻并联一个电容，增加Z1即是增加电阻、减少电容。增加电阻并不困难，但是将电容减到足够小却十分困难，因为空间的寄生电容总是存在而无法避免。但是共模噪声为交流成分，对电容敏感，因此对共模噪声来说减少阻抗Z1十分困难。

鉴于上述采用直接降低目标噪声的解决方法具有一定限制性，半导体自动化测试需要一种更简便且直接的方案。

技术实现要素：

本实用新型的主要目的在于提供一种噪声抑制电路，以克服现有技术的上述缺陷。所述噪声抑制电路与浮动系统到共模参考地的阻抗并联连接，所述阻抗的两端分别为浮动系统参考地和共模参考地，所述噪声抑制电路包括：

反相有源带通滤波器，其两输入端之间连接所述阻抗，其中心频率或通带频率设置为已知的目标噪声的频点或频带，用于对目标噪声进行反相放大处理；

所述反相有源带通滤波器的其一输入端与输出端之间连接阻抗电路，以对所述目标噪声进行衰减。

由上，基于密勒效应，将反相有源带通滤波器和阻抗电路整体等效为一容值随所述目标噪声的频率可变的电容。由于反相有源带通滤波器的中心频率或通带频率设置在已知的目标噪声的频点或频带，则在目标噪声的频点或频带时其等效电容值最大，对目标噪声信号滤波效果最强。

其中，所述反相有源带通滤波器包括带通部分和增益部分，

所述带通部分包括：第一运算放大器U1，

所述浮动系统参考地连接第一运算放大器U1的反相输入端；

第一运算放大器U1的正相输入端连接于共模参考地；

所述增益部分包括：第二、第三运算放大器U2、U3，

第二运算放大器U2的反相输入端连接于前述第一运算放大器U1的输出端，第二运算放大器U2的反相输入端与其输出端之间连接第四电阻R4，第二运算放大器U2的正相输入端连接于共模参考地；

第三运算放大器U3的反相输入端连接于所述第二运算放大器U2的输出端，第三运算放大器U3的反相输入端与其输出端之间连接第六电阻R6，第三运算放大器U3的正相输入端连接于共模参考地；

所述第一、第二和第三运算放大器的正、负电源端分别连接电源正、负极，所述正、负电源端还分别与共模参考地连接。

由上，反相有源带通滤波器实现对于目标噪声的反相放大处理，从而生成与目标噪声信号相位差为180°的抑制信号。

其中，所述反相有源带通滤波器包括带通部分和增益部分，

所述带通部分包括：第一运算放大器U1，

所述共模参考地连接第一运算放大器U1的反相输入端；

第一运算放大器U1的正相输入端连接于浮动系统参考地；

所述增益部分包括：第二、第三运算放大器U2、U3，

第二运算放大器U2的反相输入端连接于前述第一运算放大器U1的输出端，第二运算放大器U2的反相输入端与其输出端之间连接第四电阻R4，第二运算放大器U2的正相输入端连接于浮动系统参考地；

第三运算放大器U3的反相输入端连接于所述第二运算放大器U2的输出端，第三运算放大器U3的反相输入端与其输出端之间连接第六电阻R6，第三运算放大器U3的正相输入端连接于浮动系统参考地；

所述第一、第二和第三运算放大器的正、负电源端分别连接电源正、负极，所述正、负电源端还分别与浮动系统参考地连接。

由上，反相有源带通滤波器实现对于目标噪声的反相放大处理，从而生成与目标噪声信号相位差为180°的抑制信号。并且，由于电源正、负极为浮动系统参考地电位，因此噪声抑制电路可以直接使用浮动系统的供电，无需额外电源。

其中，所述带通部分还包括：RC串联电路，与所述第一电容C1并联连接；所述RC串联电路中电阻和电容的公共连接端连接至所述第一运算放大器U1的输出端。

由上，通过RC串联电路实现对于带通部分的输入进行滤波处理。

其中，所述带通部分还包括：在所述第一运算放大器U1的正相输入端和反相输入端之间，分别连接的第一正向二极管D1和第一反向二极管D2。

由上，二极管D1、D2起到钳位作用，以保护第一运算放大器不受过压损害。

其中，在所述第三运算放大器U3的输出端与电源正极之间连接第二正向二极管D3；

在所述第三运算放大器U3的输出端与电源负极之间连接第二反向二极管D4。

由上，第二正向二极管D3、第二反向二极管D4起到钳位作用，以保护第二、第三运算放大器不受过压损害。

其中，所述阻抗电路为一串联RC电路。

其中，所述阻抗电路为一电阻。

对应的本申请还提供一种测试电路，包括连接在共模参考地两端，依次串联的共模噪声源V1、阻抗Z1、浮动系统和阻抗Z2，其特征在于，还包括前述的噪声抑制电路，所述噪声抑制电路与所述阻抗Z2并联连接。

由上，基于密勒效应，将反相有源带通滤波器和阻抗电路整体等效为一容值随所述目标噪声的频率可变的电容。由于反相有源带通滤波器的中心频率或通带频率设置在已知的目标噪声的频点或频带，则在目标噪声的频点或频带时其等效电容值最大，有效降低了由于采用浮动系统进行测量所带来的目标噪声信号干扰，达到了最优滤波效果。

附图说明

图1为测试电路的电路原理框图；

图2为噪声抑制电路的电路原理框图；

图3(A)为反相有源带通滤波器110的第一实施例的电路图；

图3(B)为反相有源带通滤波器110的第二实施例的电路图；

图4为阻抗电路120的电路图；

图5为浮动系统的噪声模型图。

具体实施方式

下面参见图1～图4对本实用新型所述的噪声抑制电路及包括该噪声抑制电路的测试电路进行详细说明。

图1为测试电路的电路原理框图，如图1所示，本申请的核心思想是配置一噪声抑制电路ZP，该噪声抑制电路ZP与图5中所示的浮动系统到共模参考地的阻抗Z2并联连接，从而通过减小浮动系统到共模参考地的阻抗Z2，以实现对于噪声的抑制。

考虑浮动系统的直流浮动特性，噪声抑制电路ZP不能为纯阻性。而如果噪声抑制电路ZP为纯容性，又降低了浮动系统的交流浮动特性。由于在实际使用时，共模噪声源V1具有明显的频率特性，因此噪声抑制电路ZP可设计成在特定频点下表现为低阻抗。图2所示为噪声抑制电路ZP的等效电路原理框图，包括反相有源带通滤波器110，其输入端与输出端分别连接于阻抗电路120的两端。

如图3(A)和图3(B)所示，所述反相有源带通滤波器110包括带通部分和增益部分。所述带通部分和增益部分的核心电路均为运算放大器，其中带通部分的核心电路为第一运算放大器U1，增益部分的核心电路为第二、第三运算放大器U2、U3。

图3(A)中Vin表示浮动系统参考地(FG)的电位，作为带通部分的输入端，依次串联第一电阻R1、第一电容C1后连接至第一运算放大器U1的反相输入端。在一较佳的实施例中，由第二电容C2和第二电阻R2组成的RC串联电路与所述电容C1并联连接，所述第二电容C2和第二电阻R2的公共连接端连接至所述第一运算放大器U1的输出端。

第一运算放大器U1的正相输入端连接于共模参考地(EG)。在一较佳的实施例中，于所述第一运算放大器U1的正相输入端和反相输入端之间，分别连接第一正向二极管D1和第一反向二极管D2。二极管D1、D2起到钳位作用，以保护第一运算放大器U1不受过压损害。

第一运算放大器U1的正、负电源端分别连接+15V、-15V电源，所述第一运算放大器U1的正、负电源端还分别连接一电容后与共模参考地(EG)连接。

带通部分的通带频率或中心频率f为：

带通部分的品质因数Q为：

式中R1、R2分别表示第一电阻R1和第二电阻R2的阻值，C表示容值相同的任一电容C1或C2的容值。通过调节品质因数Q可以调整设置反相有源带通滤波器的频点或频带。

增益部分中，第二运算放大器U2的反相输入端通过第三电阻R3连接于前述第一运算放大器U1的输出端，反相输入端与输出端之间串联第四电阻R4，第二运算放大器U2的正相输入端连接于共模参考地(EG)。

第三运算放大器U3的反相输入端通过第五电阻R3连接于前述第二运算放大器U2的输出端，反相输入端与输出端之间连接第六电阻R6，第三运算放大器U3的正相输入端连接于共模参考地(EG)。

第二、第三运算放大器的正、负电源端分别连接+15V、-15V电源，所述二、第三运算放大器的正、负电源端还分别连接一电容后与共模参考地(EG)连接。

在一个较佳的实施例中，所述第三运算放大器U3的输出端还连接第二正向二极管D3后连接于+15V电源；所述第三运算放大器U3的输出端还连接第二反向二极管D4后连接于-15V电源。

第二正向二极管D3、第二反向二极管D4起到钳位作用，以保护第二、第三运算放大器不受过压损害。

第三运算放大器U3的输出端作为反相有源带通滤波器110的输出端，其输出电流表示共模参考地(EG)和浮动系统参考地(FG)之间的电流。

带通部分在中心频率下的增益和增益部分在中心频率下的增益乘积表示为：

增益部分在中心频率下的增益对应为图3中第二运算放大器U2的增益和第三运算放大器U3的增益乘积，式中R3～R6分别表示第三、第四、第五和第六电阻的阻值。所述中心频率处增益设置在高频变压器传导或产生的共模噪声频率。

在上述电路中，第一、第二电容C1～C2的耐压值满足浮动系统隔离耐压指标。较佳的，所述第一、第二和第三运算放大器采用型号为AD843的器件。

图4所示为阻抗电路120的电路图，包括串联连接的第三电容C3和第七电阻R7从而形成串联RC电路。第三电容C3在浮动测量时起到隔直作用，第七电阻R7起到限制第三电容C3电流的作用。

进一步的，当采用非浮动系统进行测量时，阻抗电路120仅包括第七电阻R7。

本申请基于密勒效应(Miller effect)，将反相有源带通滤波器110和阻抗电路120所组成的噪声抑制电路整体等效为一容值随所述目标噪声的频率可变的电容。其原理在于：在反相有源带通滤波器110的输入端与输出端之间并联的电容C3，由于反相有源带通滤波器110的反相放大作用，其作用到反相有源带通滤波器110输入端的等效电容值为：C×(1+G(f))，式中，C为阻抗电路中电容C3的容值，G(f)为带通部分的增益和增益部分的增益乘积随目标噪声频率的响应，当f为中心频率时对应G(f)的值为最大值，该最大值即为前述带通部分在中心频率下的增益和增益部分在中心频率下的增益乘积A。

反相有源带通滤波器110的中心频率或通带频率设置在已知的目标噪声的频点或频带，则反相有源带通滤波器110和阻抗电路120所组成的容值随所述目标噪声的频率可变的电容在目标噪声的频点或频带时其等效电容值最大，对目标噪声信号滤波效果最强。

通过反相有源带通滤波器110检测特定频率的共模噪声的电压，将特定频率的共模噪声的电压通过阻抗电路转换为共模反馈电流，实现在特定频率下的浮动系统参考地与共模参考地之间的低阻抗共模噪声电流回路，达到抑制共模噪声电压的目的。上述电路的优异效果在于：不影响直流浮动，相对于传统方法，对交流浮动特性影响较小，有效的抑制了由高频变压器传导或产生的共模噪声，且电路易于实现。另外，由于所述反相有源带通滤波器110在其中心频率的电压增益和所述阻抗电路120的阻抗大小共同决定了共模反馈电流增益，其共模反馈电流增益越大则共模噪声抑制能力越强，但其过大的共模反馈电流增益将影响浮动系统的稳定性，因此其共模反馈电流增益要根据具体浮动系统的特性调整至最优值。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例，并不用以限制本实用新型，例如进行以下调整：在图3(A)所示电路中，调整为以共模参考地(EG)作为Vin，连接于第一运算放大器的反相输入端。而第一、第二、第三运算放大器的正相输入端分别连接于浮动系统参考地(FG)。即图3(A)和图3(B)中，共模参考地(EG)和浮动系统参考地(FG)互调。

图3(A)中的连接方式，正、负15V电源是参考共模参考地的电位，而如图3(B)所示，在调整后的连接方式中，正、负15V电源是相对浮动系统参考地的电位。由此，采用调整后的连接方式，噪声抑制电路可以直接使用浮动系统的供电，无需额外电源；而使用图3(A)连接方式的实施例，则无法使用浮动系统的电源，而需要一组外部的相对大地的电源，在实际布线中增加了困难。

总之，凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。