专利名称：充放电流与检知电压比例变动式延迟电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种充放电流与检知电压比例变动式延迟电路，系以电阻R为参考源，对各种参数变动包括电压、制程、温度等都能自动补偿的恒定延迟电路。具体涉及一种这样的恒定延迟电路，利用参考电阻R来控制充放电电流以决定延迟时间，同时此参考电阻R的端电压亦反应到感知测试电路上以决定其感知转折点，使检知电压与充放电流成比例关系，而达到自动补偿。
查延迟电路，乃广泛应用在多种电子设备中，例如振荡电路、信号延迟线、工业控制等领域，其功能主要是将一输入的信号经延迟电路，而在延迟一段预定的时间之后，送出一输出信号。
传统的延迟电路中，一般是由反转器(INVERTOR)(或称为反相器)及电容、电阻等组件来构成，例如
图1所示的现有传统延迟电路中，它是由三个反转器101及一电阻、一电容所组成，其输入信号在输入端输入之后，经过延迟电路的延迟，而可由输出端输出一经过延迟的信号输出。但是这种传统的延迟电路，其转折电压(TRANSFERVOLTAGE)会受工作电压的影响，且会受该反转器在制作时的制程参数变动所影响。另外，这一传统的电路结构，对外界的温度亦颇为敏感，例如在外界的操作温度改变时，其延迟信即可能产生误差，尤其是低电压更甚，经过测试，在2.0V到2.5V的低电压状况下，其延迟电路会有10%以上的误差。而制程的变动方面，其延迟电路通常会有高达20%以上的误差变化。
由于该传统的延迟电路所存在的缺点，故若其应用在其它的应用电路时，将同样会有相同的问题，且可能会影响其应用电路的电气特性。利用前述延迟电路的技术所构成的振荡电路如图2所示，为一现有的RC振荡器电路，该电路是由三个反相器102、一电阻、及一电容所构成，在此一电路结构中，亦同样会有信号误差的问题，而这种现象对于许多讲求精密的应用电路中，是不能容许的。
因此，本发明的目的主要是为了解决现有技术的缺点，而提供一种不受电压变化、制程参数变动与温度升降影响的延迟元件，以提供一精确的时间延迟。在应用方面，可以用来构成稳定的振荡器或信号延迟器等产品。
本发明的另一目的乃在于提供一种高稳定性、品质均一、且易于批量生产的低成本延迟电路，该延迟电路可制成集成电路，彻底消除了传统技术的缺点，使许多实际应用成为可行，同时，能提高生产时的合格率，并能降低制造成本。
为了达到上述的目的，本发明的延迟电路，其结构主要是由一电流镜组(CURRENTMIRROR)、一个参考电阻、一组开关、一感知测试电路等所共同组合而成，其电流镜组系由一电流镜射源及电流镜所组成。在此一电路结构下，而达成一种不受电压变化、制程参数变动与温度升降影响的延迟元件，可以用来构成稳定的振荡器或信号延迟器的优良电路装置。
兹配合以下附图详细描述本发明的目的与功效，其中图1示出传统延迟电路;
图2示出传统技术所制成的RC振荡器;
图3为本发明的充放电流与检知电压比例变动式延迟电路的方块图;
图4为图3所示方块图中各相关节点的波形图;
图5示出本发明的一个实施例;
图6示出本发明的另一实施例;
图7示出本发明应用于振荡器的应用例。
图1与图2乃是传统的延迟电路和振荡器。由于图1及图2中的反相器101、102的转折点对电压所呈现的不稳定性与受制程与温度等可变动参数影响，进而促其成效不彰，而限制了许多应用范围。
参阅图3所示的本发明电路的方块图，其主要包括有一参考电阻11、一电流镜射源15、一开关13、一电流镜16、一电容12、及一感知测试电路14。其输入信号由输入端输入之后，经过延迟电路的延迟，而可由输出端输出一经过延迟的信号输出。
该电路中的各组件的功能说明如下11为参考电阻，其阻值大小将可用来决定延迟的时间;其一端接电源VDD，另一端接电流镜射源;
12为一电容(是用以保持节点电压N27的电荷量)作为充放电的元件，该电容的电位变化由节点N27送至感知测试电路14中;
13为一开关，受到节点电位N23所述入的输入控制信号所控制，当开关接通时，节点电压N27因电容12受到来自于N23节点电位充电之故，因此应于极短时间内充电至“VDD”;而当开关断路时，节点电压N27因电流镜16的关系而以线性方式往下降(即放电);
15为电流镜射源，主要的目的是将流过电阻11的电流反应到电流镜16上;
16为电流镜，与电流镜射源15成对，以决定并跨于电容12的节点电压N27的放电速度，如此以将电阻的压降状况反应到感知测试电路上;
14感知测试电路，其具有两个输入端，一输入端系连接于节点N27，以引入电容12的电压变动状况，而另一端则系连接于节点N25，亦即其是连结于参考电阻11与电流镜射源15之间。该感知测试电路14的目的是用来检测节点电压N27的电压，并且依电流镜射源15的节点电位N25状况决定感知测试电路的转折点(TRANSFERPOINT)以抵消各种参数的变动，而达到自我补偿的效用。
N23输入端端点电压的节点，提供控制开关13的控制信号;
N24输出端端点电压的节点;
N25为参考电压的节点，是VDD扣除经过参考电阻11压降的节点电位;
N27为一节点，其反应电容12经充放电后的节点电压。
同时参阅图4所示的波形图，其中，输入信号由输入端输入至开关13内，以控制该开关13的开关状态。当其输入信号由低电位上升至高电位时，则电容12的电压开始放电，使节点N27的电压下降，此一电压变动的现象将由感知测试电路14予以侦测到。感知测试电路14将该电容12的电压变动状况，与节点电位N25所提供的参考电位作一比较，当电容12的电压(即节点N27的电位)小于节点电位N25的参考电位时，则感知测试电路14的输出节点N24系呈高电位;而当电容12的电压(即节点N27的电位)小于节点电位N25的参考电位时，则感知测试电路14的输出节点N24系转态为低电位，其感知测试电路14的输出端(即节点N24)由高态转变为低态的时间，将比输入端(即节点N23)的转态时间延后一段时间Td，此一时间即为整个延迟电路的延迟时间。
基于图3所示的电路功能，本发明可以多种实施例予以实现，其分别示于图5、图6中。而运用本发明的技术而构成的振荡器电路则示于图7中。
参阅图5来说明本发明的一个实施例，图5中，各标示的符号乃对应于图3中的相同符号的电路方块。其中参考电阻11内的电阻的电阻值以R表示，而电容12的电容量则以C表示。
本实施例中，其系采用MOS元件(金属-氧化物-半导体)的技术，予以实现。亦即在电流镜射源15内使用了-N型的MOS开关，在开关13内使用了一P型MOS开关，而电流镜16内使用了-N型的MOS开关。
流经电阻11的电流I1i＝(VDD-VN25)÷R假设电流镜射源15及电流镜16这对电流镜之比例为m，即((W/L)16)/((W/L)15) =m其中分子之W、L为电流镜16内的MOS开关的制程参数。
其中分母之W、L为电流镜射源15内的MOS开关的制程参数。
则节点电压N27的放电电流为m×I11节点电压N27在起始时的起始电压为电压VDD，为当刚开始将开关13接通时电容12上所充的电压。
当开关切断后，节点电压N27放电下降至节点电位N25所需的时间为Td，则Td为Td= (［(VDD-VN25)×C］)/(m×I11)=V DD- VN 2 5m ×VDD- VN 2 5R×C =R ×Cm]]>由此可知延迟时间仅仅只受到电阻11和电容12的影响，而与电压无关，且跟电流镜晶体的制程参数无关，而只与其电流镜射源15及电流镜16这对电流镜的大小比率(RATIO)有关。
再参阅图6来说明本发明的另一实施例，图6中各标示的符号亦对应于图3中的相同符号的电路方块。其中参考电阻11内的电阻的电阻值亦以R表示，而电容12的电容量则亦以C表示。
本实施例中，其亦为采用MOS元件(金属-氧化物-半导体)的技术予以实现。在电流镜射源15内使用了-N型的MOS开关M1，在开关13内使用了一P型MOS开关M6，而电流镜16内使用了一N型的MOS开关M3，在感知测试电路14内则采用了两个P型MOS开关M5、M7及两个N型MOS开关M2、M4。
由于图中电流镜射源内的M1是个N型MOS，所以VN25
VTN其中之VTN为总节点电位(阈电压THRESHOLDVOLTAGE)。
I11＝ (VDD-VTN)/(R)流经电流镜M3之电流即为放电电流IdId= ((W/L)M3)/((W/L)M1) ×I11=m× (VDD-VTN)/(R)IM5= ((W/L)M5)/((W/L)M7) ×IM7= ((W/L)M5)/((W/L)M7) ×IM2
= ((W/L)M5)/((W/L)M7) × ((W/L)M2)/((W/L)M1) ×I11=K×I11由上式可知，只要适当的调整K值，即可调整流过PMOS开关M5的电流，而PMOS开关M5是NMOS开关M4的负载(LOAD)，是故调整K值即可达到使NMOS开关M4的转折点在节点N25的电压上，而达到精确的延迟时间。
在图6中，电阻11及电流镜射源15内的NMOS开关M1乃构成整个电路的偏压电路。NMOS开关M2、M4及相对应的PMOS开关M7、M5及反转器103乃共同构成本实施例中的感知测试电路14，以检测电压与充放电流间的比例关系。
本发明的应用例，系示于图7中，亦即图7所示的电路乃是运用本发明的技术而构成的振荡器电路。在此一应用电路中，其是由三级的延迟电路D1、D2、D3串成，每一延迟电路内的电路结构即是图5或图6所示的实施例电路。前一级延迟电路的输出节点N24系连结至下一级延迟电路的输入节点N23，而在最后一级延迟电路(即D3)的输出端N24则回馈连结至第一级延迟电路D1的输入节点N23。另外，在此一振荡器中，亦具有一偏压电路31，其产生的偏压信号由输出端P分别送至延迟电路D1、D2、D3的节点N25，作为各延迟电路的参考电位。
<p>表2
表1系显示在相对应的工作电压V及振荡频率F的条件下图7的振荡器输出频率的误差值。而表2系显示在不同的频率下，使用各种不同MOS元件所制成的本发明延迟电路产品中，其振荡器输出频率的误差值。由这些数据可知，本发明的误差极小，且其受到制程、工作电压及使用元件类别的影响非常小，因此本发明确具有积极的功效。
表1及表2中各代号的说明V为工作电压F为振荡器的振荡频率(单位为Hz)ERROR为在相对应的工作电压V及振荡频率F的条件下，振荡器输出频率的误差值PARAM为制程参数(PROCESSPARAMETER)FPFN代表在本发明的延迟电路中，若使用了高速P型MOS元件及高速N型MOS元件TYPICAL代表在本发明的延迟电路中，若使用了一般典型的MOS元件SPSN代表在本发明的延迟电路中，若使用了低速P型MOS元件及低速N型MOS元件综合所述本发明的充放电与检知电压比例变动式延迟电路在解决传统延迟电路的缺点为确实有效，可以使其振荡保持稳定，并且不受制程参数影响，而大大改善制造时的不良率，增进延迟电路的应用领域，增进产品的价值，且此一设计理念乃前所未有，因此提出专利申请。
权利要求
1.一种充放电流与检知电压比例变动式延迟电路，包括(1)一个参考电阻R，以提供参考电流，其一端接电源，另一端接电流镜组；(2)一组电流镜，将流经电阻R的电流反应到充放电电流同时，将参考电阻压降反应到感知测试电路上；(3)一个电容器C，用于接受来自输入电位经开关SW控制充放电，以保持电荷量；(4)感知测试电路，一端用来检知电容C的端电压，一端用来接收参考点电压，以决定感知转折点，一端输出信号；其特征是，利用一参考电阻R透过电流镜组提供充放电电流大小，同时亦将该参考电阻电压回馈到检知电路以决定检知转折点，使检知电压与充放电流呈比率关系，来达到完全抵消各种变化；(5)一只控制开关SW，用来预先对电容C放电与充电切换控制，于切离放电时，因电流镜之关系呈线性下降。
2.如权利要求1所述的充放电流与检知电压比例变动式延迟电路，其特征在于，电流镜系由NMOS构成。
3.如权利要求1所述的充放电流与检知电压比例变动式延迟电路，其特征在于，感知测试电路系由NMOS当驱动器(DRIVER)，一组PMOS组成的电流镜当负载，而将流经参考电阻的电流比例反应到负载上。
4.如权利要求1所述的充放电流与检知电压比例变动式延迟电路，其特征在于，控制开关SW系由POMS构成。
5.一种充放电流与检知电压比例变动式延迟电路，包括(1)一个参考电阻R，以提供参考电流，其一端接地，另一端接电流镜组;(2)一组电流镜，将流经电阻R的电流反应到充放电电流同时，将参考电阻压降反应到感测试电路上;(3)一个电容器C，用于接受来自输入电位经开关SW控制充放电，以保持电荷量;(4)感知测试电路，一端用来检知电容C的端电压，一端用来接收参考点电压，以决定感知转折点，一端输出信号;其特征是，利用一参考电阻R透过电流镜组提供充放电电流大小，同时亦将该参考电阻电压回馈到检知电路以决定检知转折点，使检知电压与充放电流呈比率关系，来达到完全抵消各种变化;(5)一只控制开关SW，用来预先对电容C放电与充电切换控制，于切入充电时，因电流镜关系呈线性上升。
6.如权利要求5所述的充放电流与检知电压比例变动式延迟电路，其特征在于电流镜系由PMOS构成。
7.如权利要求5所述的充电流与检知电压比例变动式延迟电路，其特征在于，感知测试电路系由PMOS当驱动器一组NMOS组成的电流镜当负载，而将流经参考电阻的电流反应到负载上，而构成。
8.如权利要求1所述的充放电流与检知电压比例变动式延迟电路，其特征在于，控制开关SW系由NMOS构成。
9.利用权利要求1或5所述的充放电流与检知电压比例变动式延迟电路所组合而成的各式应用电路，如振荡器、信号延迟线。
全文摘要
一种充放电流与检知电压比例变动式延迟电路包括电流镜组、参考电阻R、开关组SW、感知测试电路。该电流镜组由一电流镜射源及电流镜组成。这是一种不受电压变化、制程参数变动与温度升降影响的延迟元件，可用以构成稳定的振荡器或讯号延迟器，利用电阻R经由电流镜组提供充放电电流大小，同时将电阻R端的电压反应到感知测试电路以改变其检知电压，使检知电压与充放电流成比例关系，来达到抵消电源电压变化、制程参数变动与温度升降的影响。
文档编号H03K5/08GK1086941SQ9211314
公开日1994年5月18日 申请日期1992年11月11日 优先权日1992年11月11日
发明者陈阳成 申请人:凌阳科技股份有限公司