专利名称：电信号放大器的制作方法
技术领域：
本发明属于电信号基本放大电路单元，特别适合于在音响产品及其它模拟电信号的放大中使用。
通常的电子放大器，特别是音频信号放大器，由于受有源器件(如电子管、双极性晶体管、场效应管等)非线性的影响，要得到低的谐波失真，良好的频率特性等静态指标，必须施加环路负反馈，这样，虽然提高了静态指标，但却使放大器的动态指标变劣，对于一给定的放大电路，加深环路负及馈使静态指标越好、动态指标就越差，不能很好地解决这对矛盾，只能采用折衷的办法。普通放大器不能完全取消环路负反馈的原因，是由于构成这些放大器的各个单元放大电路的单级失真大，若不加环路负反馈，其失真度将大到令人难以容忍的程度。要想完全取消环路负反馈，必须使构成放大器的各单元放大电路具有很低的失真。在放大器件的三种基本组态，即共基(栅)、共射(源)、共集(漏)极电路中，以共集(漏)极电路，即通常所指的射(源)极输出器的性能最好，但其只有电流放大作用而无电压放大作用，因此通常只作阻抗变换和输出级用。
本发明的目的在于设计一类既具有射(源)极输出器的优越性能，又具有电流和电压放大能力的电信号放大器，以取消环路负反馈，得到比现有普通放大器的静态指标和动态指标均优越得多的电信号放大器。
本发明的目的通过以下的主要技术途径实现将三级管或场效应管接成射(源)极输出形式，设计一个专门的基本输出控制网络，采用浮地结构，具体技术方案如下方案1、一种由单只三极管或场效应管组成的电信号放大器，其三级管BG1的发射极或场效应管的源极接有一个由电阻Re1、Re2、Re3和负载电阻RL组成的基本输出控制网络，其中电阻Re2、Re3和RL构成一△形网络，该△形网络与电阻Re1串联，Re1同时与三极管BG1的发射极或场效应管的源极相接，输入信号ui的接地点接在电阻Re3的一端，电源+E2与输出信号uo共地并接在电阻Re3的另一端。
方案2、结构与方案1基本相同，其区别主要在于其偏置电路接另一偏置电源+E1，偏置电源+E1与输入信号ui共地并接在电阻Re3的一端。
方案3、这是一种由两只三极管或场效应管组成的互补推挽型电信号放大器，两只三极管BG2、BG3的发射极或场效应管的源极接一与方案1中基本输出控制网络结构相同的输出控制网络，其偏置电路可以具有偏置电源+E1或±E1，偏置电源+E1或±E1与输入信号ui共地并接在电阻Re3的一端，放大管输出电源+E2或±E2与输出信号uo共地并接在电阻Re3的另一端。
方案4、这是一种由四只三极管或场效应管组成的四管交叉耦合型电信号放大器，其输出部分的两只三极管或场效应管BG6、BG7的发射极或源极上接有一个与方案1中基本输出控制网络结构相同的输出控制网络，其耦合三极管或场效应管BG4、BG5可以具有偏置电源+E1或±E1，偏置电源+E1或±E1与输入信号ui共地并接在电阻Re3的一端，输出电源+E2或±E2与输出信号uo共地并接在电阻Re3的另一端。
本发明由于采用如上技术方案，经采用微变等效电路法分析计算和实际测试及使用，证明它具有如下优点
1、采用这类单元电路通过级联方式，可以构成全无环路反馈的放大器，作音频放大器使用时，可以从均衡放大器、前置放大器、功率放大器做到全无环路反馈结构，现阶段所有的放大方式在保持同样静态指标的情况下是做不到的。取消了环路反馈，放大器不存在自激的问题，不需消振，使得放大器的频带和与之相关的转换速率远远超过现阶段的放大器，放大器再现信号波形的能力得以显著提高。
2、一般情况下，放大和输出由同一级完成，使得放大器线路较现阶段其它放大器更为简洁。当与现有的常规放大器组合时，可以施加环路负反馈，即便这样，组成的放大器在保持增益和其它指标相同的情况下，线路也更简洁，且可以对负载提供三种不同的驱动方式。
3、可采用控制增益的方法实现音量控制，使得小音量时信噪比、失真度、动态范围等指标大大超过采用衰减输入信号控制音量的常规方法，同JVC的Gm技术有异曲同工之妙。
4、与现在的音响产品可以兼容。
图1是单管单电源放大器电原理图。
图2是单管双电源放大器电原理图。
图3是单管双电源放大器的微变等效电路图。
图4是采用正负电源的双管互补推挽放大器电原理图。
图5是采用正负电源的四管交叉耦合放大器电原理图。
图6是实施例1电原理图。
图7是实施例2电原理图。
图8是实施例3电原理图。
图9是实施例4电原理图。
下面结合附图及其实施例对本发明做详细描述本发明包括如下基于同一技术构思的四个基本方案方案1，如图1所示，这是一种由单只三极管或场效应管组成的电信号放大器，其三极管BG1的发射极或场效应管的源极接有一个由电阻Re1、Re2、Re3和负载电阻RL组成的基本输出控制网络，其中电阻Re2、Re3、RL构成一△形网络，该△形网络与电阻Re1串联，Re1同时与三极管BG1的发射极或场效应管的源极相接，输入信号ui的接地点接在电阻Re3的一端，电源+E2与输出信号uo共地并接在电阻Re3的另一端。
在其输入回路和输出回路上分别接一隔直电容Ci和Co。
方案2，如图2所示，其结构与方案1基本相同，其区别主要是在其偏置电路上接有一偏置电源+E1(用以提高输入阻抗，后同)，电源+E1与输入信号ui共地并接在电阻Re3的一端。
下面对方案2的放大原理加以分析图3是它的微变等效电路图，根据图3，对于输入回路有ui＝ib·rbe+(1+β)·ib·Re1+ie2·Re2……①对于输出回路有uo＝io·RL＝[(1+β)·ib-ie2]·RL……②uo＝ie2·Re2+(ie2-ib)Re3＝ie2(Re2+Re3)-ib·Re3……③由以上方程组可得ui＝ (RL+Re2+Re3)/(RL·[(1+β)·Re2+β·Re3]) ·[rbe+(1+β)·Re1]·uo+｛(1+β)· (RL+Re2+Re3)/(RL·[(1+β)·Re2+β·Re3]) ·uo- (uo)/(RL) ｝·Re2当β＞＞1时，(1+β)可用β代替，rbc＜＜(1+β)·Re1，[rbe+(1+β)Re1]可用β·Re1代替，对上式进行简化可得ui＝ (RL(Re1+Re2)+Re1(Re2+Re3))/(RL(Re2+Re3)) ·uo……④故KV=uoui=1R e1RL+R e1+R e2R e2+R e3]]>在上式中，很容易满足Kv＞1的条件，例如只要RL＞2Re1和Re3＞2Re1+Re2同时成立，即有Kv＞1从而证实其具有电压放大作用。
下面再计算其浮地电位的电位差所谓浮地电位的电位差是指输出信号的地电位与输入信号的地电位之差的交变分量。
URe3＝uo-ie2·Re2由①、②、③式可得
ie2＝(1+β) (RL+Re2+Re3)/(RL[(1+β)Re2+βRe3]) ·uo- (uO)/(RL)从而有URe3＝Uo-{ ((1+β)RL+(1+β)Re2+(1+β)Re3-(1+β)Re2-βRe3)/(RL·[(1+β)Re2+βRe3]) }·uo·Re2当β＞＞1时，(1+β)可用β代替，对上式进行简化后可得URe3＝ (Re3·RL)/(RL(Re1+Re2)+Re1(Re2+Re3)) ·ui即其浮地电位随输入信号按上述规律变化，是本发明所涉及的放大电路实现放大的关键。
下面来分析不同条件下的输出特性。
④式进一步可写成ui＝Re1·io+ (Re1+Re2)/(Re2+Re3) ·uo(1)当Re1＞0，Re2＞0，Re3＞0且均为有限值时，从上式可以看出，输入电压既可控制负载电流io，又可控制负载电压uo，称之为对负载实施混合驱动。当负载短路时，uo＝0，流过负载的最大电流iomax＝ui/Re1;当负载开路时，io＝0，负载上的最大电压Uomax＝ (Re2+Re3)/(Re1+Re2) ·ui做为固定增益放大器使用，一般情况下取(uomax)/(iomax) ＝RL，即 (Re2+Re3)/(Re1+Re2) ·Re1＝RL在这种条件下，如果是对扬声器的驱动(RL为其标称阻抗)，则可大大减小由于扬声器阻抗随频率变化而引起的输出功率的变化。实际应用时，可将Re3换成电位器，对电路的增益进行调整，实现音量控制。
(2)当Re1＝0;Re2＞0，Re3＞0且为有限值时，则ui＝ (Re2)/(Re2+Re3) uo从上式可以看出，输出电压ui只控制负载电压uo，理想情况下与负载阻抗RL无关，称之为对负载实施电压驱动;当Re3＞0时，即有电压放大作用。实际应用时，可将Re3换成电位器，对电路的增益进行调整，实现音量控制。如果将Re3换成为均衡网络，即成为均衡放大器，均衡网络的结构与元件计算取值方法和现在的负反馈均衡网络完全一样。
(3)当Re1＞0且为有限值，Re2＝0，Re3＝∞时，可得ui＝Re1·i。
即输入电压ui只控制负载电流io，理想情况下与负载阻抗RL无关，称之为对负载实施电流驱动。当RL＞Re1时，即有电压放大作用。实际应用时，可将Re1换成电位器串一固定电阻，对电路的增益进行调整，实施音量控制。如果RL为录音磁头线圈，则可得到近似理想的恒流录音。
作为有源部分，和普通射(源)极输出器一样，更好的是使用双管推挽方式和四管交叉耦合方式，如下面的方案3和方案4所述，其放大原理与输出特性和单管方式相同。
方案3，如图4所示，这是一种由两只三极管或场效应管组成的互补推挽型电信号放大器，两只三极管BG2、BG3的发射极或场效应管的源极接一与方案1中基本输出控制网络结构相同的输出控制网络，其偏置电路具有专用偏置电源±E1，偏置电源±E1与输入信号ui共地并接在电阻Re3的一端，放大管输出电源±E2与输出信号uo共地并接在电阻Re3的另一端。当不采用正负电源时，原-E1、-E2电源接头做为相应+E1、+E2的接地点。电路中可根据实际应用需要在输入和输出回路中决定隔直电容ci和co的取舍。
方案4，如图5所示，这是一种由四只三极管或场效应管组成的四管交叉耦合型电信号放大器，其输出部分的两只三极管或场效应管BG6、BG7的发射极或源极上接有一个与方案1中基本输出控制网络结构相同的输出控制网络，其耦合三极管或场效应管BG4、BG5具有专用偏置电源±E1，偏置电源±E1与输入信号ui共地并接在电阻Re3的另一端。当不采用正负电源时，原负电源-E1、-E2的接头做为相应电源+E1、+E2的接地点，可根据实际需要在输入回路和输出回路中决定隔直电容ci、co的取舍。
方案3和方案4均为基本电路图，实际应用时，可根据需要加入其它不同的偏置电路，以及由于管子配对不良需要在基(栅)极和发射(源)极加入均衡电阻。实际上，当工作于甲类小信号放大时，特别是对于方案4而言，管子配对是否良好对电路性能指标影响很小，便于批量生产。当然，良好的配对于性能有百利而无一害。
需要特别指出的是，当作为大功率输出级时，在发射(源)极加入均衡电阻(当工作于甲类或甲乙类状态时，为了工作的稳定性，对双极性晶体管来说是必不可少的)对输出控制网络输出特性的影响已不可忽略，当不施加环路反馈时，Re1可部分或全部由射(源)极均衡电阻代替，因此输出方式就只有混合输出和电流输出两种;当采用场效应管时，如果对稳定性要求不高，不加源极均衡电阻，可在不施加环路反馈的条件下获得电压输出，施加环路反馈时没有这个问题。可根据要求的输出特性对基本输出控制网络选用不同的元件数值。方案3和方案4中也可象方案1一样不另设单独的偏置电源，另外，管子可采用复合管。
下面提供几个实施例实施例1，如图6所示，它是一个磁头放音均衡放大器，它由两级四管交叉耦合放大器组成，同时也给出了其级联方式，前级输出电源兼作后级偏置电源，三级以上依此类推。
实施例2，如图7所示，这是一个由双极性晶体管构成的功率放大器。前面的四只三极管构成普通的交叉耦合射极输出器，起阻抗变换和零位调整作用，W1为零位调整电位器，当不要求较高的输入阻抗时，可省去。此外，整机零位的调整可改用集成运放构成的零位伺服电路。W2为输出级静态工作电流调整电位器，W3为音量控制电位器，最好选用指数型。其输出级为由六只三级管(复合)构成的四管交叉耦合型放大器，本电路对扬声器的驱动采用混合方式。
实施例3，如图8所示，这是一个由增强型绝缘栅场效应管构成的功率放大器。W1为零位调整电位器，也可改用零位伺服电路;W2为静态工作电流调整电位器;W3为音量控制电位器，最好选用指数型。本电路对扬声器地驱动采用混合方式。当去掉源极均衡电阻时，对扬声器的驱动变为电压输出方式。
实施例4，如图9所示，它是一个用集成运放构成的合并式功率放大器，同时给出了本发明所涉及的放大电路施加环路反馈的方法，也解决了用运放制作功率放大器受运放输出电压限制功率不能提高的问题。当推挽管和输出管配对良好，且工作在甲类或甲乙类状态时，可采用虚线所示的小环路反馈。对扬声器的驱动采用电流输出方式。
具体应用电路很多，仅举此几例，上面的应用例子均只画出了一个声道的电路。制作双声道放大器时，左、右声道最多只能有一个共地点(此共地点接机壳，可共用其中一组电源)。为了与现有的音响产品兼容，作为信号源的磁头放音均衡放大器，可将输出级电源共用;作为功率放大器，可将输入级电源共用(当然，最好是左、右声道完全独立，即只有一个共地点而不共用电源)。因为现有音响产品的输入或输出端左、右声道一般情况下都是共地的。与之配接时，该点即成为本发明所涉及的双声道电路唯一允许的共地点。
权利要求
1.一种由单只三极管或场效应管组成的电信号放大器，其特征在于三极管BG1的发射极或场效应管的源极接有一个由电阻Re1、Re2、Re3和负载电阻RL组成的基本输出控制网络，其中电阻Re2、Re3和RL构成一△形网络，该△形网络与电阻Re1串联，Re1同时与三极管BG1的发射极或场效应管的源极相接，输入信号ui的接地点接在电阻Re3的一端，电源+E2与输出信号uo共地并接在电阻Re3的另一端。
2.根据权利要求1所述的电信号放大器，其特征在于偏置电路接另一偏置电源+E1，偏置电源+E1与输入信号Ui共地。
3.一种由两只三极管或场效应管组成的互补推挽型电信号放大器，其特征在于两只三极管BG2、BG3的发射极或场效应管的源极接一由电阻Re1、Re2、Re3和负载电阻RL构成的基本输出控制网络，其中电阻Re2、Re3和RL构成一△形网络，该△形网络与电阻Re1串联，Re1同时与三极管的发射极或场效应管的源极相接，其偏置电路可以具有偏置电源+E1或±E1，偏置电源+E1或±E1与输入信号ui共地并接在电阻Re3的一端，输出电源+E2或±E2与输出信号Uo共地并接在电阻Re3的另一端。
4.一种由四只三极管或场效应管组成的四管交叉耦合型电信号放大器，其特征在于其输出部分的两只三极管或场效应管BG6、BG7的发射极或源极上接有一个由电阻Re1、Re2、Re3和负载电阻RL构成的基本输出控制网络，其中电阻Re2、Re3和RL构成一△形网络，该△形网络与电阻Re1串联，Re1同时与三极管或场效应管BG6、BG7的发射极或源极相接，其耦合三极管或场效应管BG4、BG5可以具有偏置电源+E1或±E1，偏置电源+E1或±E1与输入信号ui共地并接在电阻Re3的一端，输出电源+E2或±E2与输出信号uo共地并接在电阻Re3的另一端。
5.根据权利要求1-4中任意一项所述的电信号放大器，其特征在于在其输入回路与输出回路中分别串接有一只隔直电容Ci和Co。
全文摘要
电信号放大器，特别是对音频电信号的放大，本发明的放大器主要特点是以三极管的发射极或场效应管的源极作为输出极，接入基本输出控制网络，采用浮地技术，即将输出信号地与输入信号地分离，使其形成一电位差。通过这些技术措施，本发明构成的放大器具有良好的静态指标，从而可完全取消环路负反馈，又具有良好的动态指标，并使电路更为简洁。
文档编号H03F3/183GK1103519SQ94111130
公开日1995年6月7日 申请日期1994年8月22日 优先权日1994年8月22日
发明者高林 申请人:高林