电阻元件R4和第一电容元件Cl用来决定无源滤波电路的转折频率，第三电阻元件R3与第四电阻元件R4阻值相同，采用对称电路结构；放大电路中的运算放大器A的反相输入端与运算放大器A的第一输出端之间连接第五电阻元件R5构成反馈电路，第六电阻元件R6用于控制运算放大器的输入电流，第五电阻元件R5与第六电阻元件R6阻值相同，采用对称电路结构。
[0069]作为一种可能的实施方式，该无源滤波放大电路的转折频率由F-corner-Ι = I/[2X JT XClX (R1//R3+R2//R4)]决定，
[0070]其中，F-corner-Ι为无源滤波电路的转折频率，Cl为第一电容元件的电容值，Rl为第一电阻元件的电阻值，R3为第三电阻元件的电阻值，R2为第二电阻元件的电阻值，R4为第四电阻元件的电阻值。决定转折频率F-corner-1大小的因素包括C1、R1、R2、R3和R4。
[0071]作为一种可能的实施方式，当第一电阻元件Rl与第二电阻元件R2阻值相同且第三电阻元件R3与第四电阻元件R4阻值相同时，该无源滤波电路的转折频率的计算公式简化为:
[0072]F-corner-2 = I/[2 X π X Cl X 2 X (R1//R3)]；
[0073]其中，F-corner-2为当第一电阻元件Rl与第二电阻元件R2阻值相同且第三电阻元件R3与第四电阻元件R4阻值相同时无源滤波电路的转折频率，Cl为第一电容元件的电容值，Rl为第一电阻元件的电阻值，R3为第三电阻元件的电阻值。决定转折频率F-corner-2大小的因素包括Cl、Rl和R3 (或R4，因为此时R3与R4的阻值相等)。
[0074]作为一种可能的实施方式，当第一电阻元件Rl的阻值远大于所述第三电阻元件R3的阻值时，无源滤波电路的转折频率通过如下公式获取:
[0075]F-corner-3 = 1/[4Χ π XC1XR3]；
[0076]其中F-corner-3为第一电阻元件Rl的阻值远大于第三电阻元件R3的阻值时的转折频率，R3为第三电阻元件的电阻值，Cl为第一电容元件的电容值。
[0077]需要指出的是，本发明实施例中的第一电阻元件Rl的阻值远大于第三电阻元件R3的阻值远大于可以为Rl的阻值是R3的阻值的五倍或者五倍以上。
[0078]F-corner-3 与 F-corner-2 的比值(即 F-corner-3 除以 F-corner-2)为第三电阻元件R3与第四电阻元件R4在无源滤波电路中的权益值，且权益值大于等于0.5，权益值的上限范围可以无限接近于I。权益值的大小直接反映了第三电阻元件R3与第四电阻元件R4在滤波过程中所起的作用大小。需要说明的是，权益值可由F-corner-3与F-corner-2的比值得到，也可由F-corner-3与实测转折频率或者等效变形电路(在本发明无源滤波电路Cl、R3、R4的基础上增加其它元器件)的转折频率的比值获得。
[0079]决定转折频率F-corner-3大小的因素只有Cl和R3、R4(此时R3与R4阻值相等)，引入转折频率F-corner-3后，只需要调节第一电容元件Cl的容值大小和第三电阻元件R3 (或R4)的阻值大小，即可方便简单的调节所需的转折频率。
[0080]作为一种可能的实施方式，该无源滤波放大电路由阻抗失配引起的共模抑制比由CMRR-R = 20 X log [(1+G)/(2 X Λ R/R)]决定；
[0081]其中，CMRR-R为由阻抗失配引起的共模抑制比，G为运算放大器的增益，G = R5/(R1+R3)，R5为所述第五电阻元件的电阻值，Rl为所述第三电阻元件的电阻值，R3为所述第三电阻元件的电阻值，R为标称电阻值，Λ R为实际电阻值与标称电阻值的差值的绝对值。由于电阻的标称值和实际测量值有一定的差距，差距越小，电阻的允许偏差越小，电阻的精度越高，例如，电路中用到的电阻的允许偏差为千分之一，则表示Λ R/R为0.001，电路中用到的电阻的允许偏差为万分之五，则表示Λ R/R为0.0005，电阻的精度越高，Λ R/R越小，CMRR-R越大，电路的抗干扰能力越强。
[0082]可选的，若采用有源滤波放大电路，有源滤波放大电路由阻抗失配引起的共模抑制比由 CMRR_impedance = 20X log[ (1+G)/(2X Δ impedance/impedance)]决定；
[0083]其中，CMRR_impedance为由阻抗失配引起的共模抑制比，G为运算放大器的增益，impedance为标称信号源输出阻抗值，Δ impedance为实际信号源输出阻抗值与标称信号源输出阻抗值的差值的绝对值。
[0084]具体的，由于目前电阻的精度可以达到0.05%，而电容的最高精度仅在1%左右，在有源滤波放大电路中，由于Aimpedance包括电容引起的电抗失配和电阻引起的电阻失配，而在无源滤波放大电路中，Λ R仅包括电阻引起的电阻失配，导致CMRR_impedance要小于无源滤波电路中的CMRR-R，因此采用无源滤波放大电路可以有效提高共模抑制比。此夕卜，无源滤波放大电路中的电容元件只有一个，不需要考虑电容匹配，比有源无源滤波电路至少少用一个电容，简化了电路结构。
[0085]作为一种可能的实施方式，该无源滤波电路的运算放大器A还包括用于连接电路供电电压VCC的电路供电接口和用于连接运算放大器工作电压VDD的运算放大器供电接
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[0086]本发明实施例，提供了一种无源滤波放大电路，采用对称电路结构，最大程度提升了放大电路的共模抑制比，采用无源滤波，简化了电路结构。
[0087]图4是本发明实施例提供的另一种无源滤波放大电路的电路图，如图4所示，该无源滤波放大电路包括输入电路、无源滤波电路和放大电路，其中:
[0088]输入电路包括正输入端、地端、第一电阻元件Rl和第二电阻元件R2，正输入端连接第一电阻元件Rl第一端，地端连接第二电阻元件R2第一端，第一电阻元件Rl与第二电阻元件R2阻值相同。
[0089]无源滤波电路包括第一电容元件Cl、第三电阻元件R3和第四电阻元件R4 ;第一电容元件Cl第一端连接输入电路的第一电阻元件Rl第二端和第三电阻元件R3第一端，第一电容元件Cl第二端连接输入电路的第二电阻元件R2第二端和第四电阻元件R4第一端，第三电阻元件R3第二端连接放大电路的运算放大器A的反相输入端，第四电阻元件R4第二端连接放大电路的运算放大器A的正相输入端，第三电阻元件R3与第四电阻元件R4阻值相同；
[0090]放大电路包括运算放大器A、第五电阻元件R5和第六电阻元件R6，运算放大器A的同相输入端连接第六电阻元件R6第一端，运算放大器A的反相输入端与运算放大器A的第一输出端之间连接第五电阻元件R5，第六电阻元件R6第二端连接运算放大器A的第二输出端，第五电阻元件R5与第六电阻元件R6阻值相同。
[0091]具体的，该无源滤波放大电路采用非平衡输入和差分输出。输入电路中的第一电阻元件Rl和第二电阻元件R2用于控制输入电流，第一电阻元件Rl与第二电阻元件R2阻值相同，采用对称电路结构；无源滤波电路中的第三电阻元件R3、第四电阻元件R4和第一电容元件Cl用来决定无源滤波电路的转折频率，第三电阻元件R3与第四电阻元件R4阻值相同，采用对称电路结构；放大电路中的运算放大器A的反相输入端与运算放大器A的第一输出端之间连接第五电阻元件R5构成反馈电路，第六电阻元件R6用于控制运算放大器的输入电流，第五电阻元件R5与第六电阻元件R6阻值相同，采用对称电路结构。
[0092]作为一种可能的实施方式，该无源滤波放大电路的转折频率由F-corner-Ι = I/[2X JT XClX (R1//R3+R2//R4)]决定，
[0093]其中，F-corner-Ι为无源滤波电路的转折频率，Cl为第一电容元件的电容值，Rl为第一电阻元件的电阻值，R3为第三电阻元件的电阻值，R2为第二电阻元件的电阻值，R4为第四电阻元件的电阻值。决定转折频率F-corner-1大小的因素包括C1、R1、R2、R3和R4。
[0094]作为一种可能的实施方式，当第一电阻元件Rl与第二电阻元件R2阻值相同且第三电阻元件R3与第四电阻元件R4阻值相同时，该无源滤波电路的转折频率简化为:
[0095]F-corner-2 = I/[2 X π X Cl X 2 X (R1//R3)]；
[0096]其中，F-corner-2为当第一电