数转换器的第二实施例的电路结构图；
[0036]图6为本发明的自适应增量转换器的算法流程图。
【具体实施方式】
[0037]下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0038]请参阅图1，为公知的增量调制器系统原理图。该系统由模拟加法器102，采样保持电路103，量化器104及反馈电路105组成。模拟加法器102用于对模拟输入信号101及反馈信号106执行减法操作，以产生误差信号107。如果误差信号107大于零，即输入信号101大于反馈信号106，则量化器104的输出109为“ 1”，否则输出为“O”。反馈电路105的传输函数为H(s)，根据量化器104的输出信号生成模拟的反馈信号106，跟踪输入信号101的变化。量化器104的输出信号就是增量调制器的数字输出信号，解码时该输出信号经过同样的H (s)变换后就可以得到调制之前的信号。
[0039]反馈电路105的一个简单实现是积分器，此时反馈信号106有固定的变化量，因此这种调制器叫线性增量调制器LDM。线性增量调制器是增量调制器的典型代表之一，其结构简单，但是在高速和高幅度信号转换时精度不高，使用受限。相比较之下自适应增量调制器则更具优势。自适应增量调制器根据最近的一组量化器输出信号来动态调整数模转换器的输入信号，使得反馈信号即数模转换器的输出能够跟随输入信号的变化。自适应增量调制器在输入信号变化较小的时候以很小的步长变化，在输入信号变化较大的时候以较大的步长变化，既保证了小信号时的高精度又不影响大信号时的精度。
[0040]图2为现有技术I (美国专利US6，452，522)中的自适应增量调制器的电路结构图。如图2所示，该自适应增量调制器包含模拟数字转换器2，电平控制电路4和漂移补偿逻辑电路6。模拟输入信号8与反馈信号即电容26上的电压加到比较器28上进行比较，产生量化信号18。电平控制电路4对量化信号18进行逻辑操作，产生控制信号10，控制信号10包含一个标记位和一个控制字段(包括C个控制位)组成，控制电流源阵列22和电流漏阵列24对电容26进行充放电，将数字输出信号18转变为模拟反馈信号。在电平控制电路4中，通过比较最近的两个输出来调整步长；若两个输出一致，则变化的步长增大，否则步长减小。这就是自适应增量调制ADM。
[0041]然而，现有技术I中的电流源和电流漏对电路匹配要求较高，还需要漂移补偿逻辑等，导致系统中模拟模块多，结构复杂。这与目前用数字模块尽可能的替代模拟模块的发展方向不符。
[0042]图3为一种改进的自适应增量调制器的结构。该增量调制器由模拟加法器202，比较器203，量化器204，自适应增量转换器205和数模转换器(DAC) 206组成。模拟加法器202用于对模拟输入信号201及反馈信号211执行减法操作，以产生误差信号207;比较器203对误差信号207和零进行比较，如果误差信号207大于零，即输入信号201大于反馈信号211，则量化器204的输出209为“1”，否则输出为“0”，量化器204的输出为I位的二进制数。自适应增量转换器205根据量化器最近的一组I位二进制输出信号209生成N位数字跟踪信号210。N位数模转换器206将N位数字跟踪信号210转换为模拟跟踪信号211.环路稳定后，数模转换器206的输出211能够跟踪模拟输入信号201的变化。
[0043]对于现有技术2来说，自适应增量调制的量化噪声是噪声的主要来源。由于自适应增量调制的量化噪声不是白噪声，其具有随频率的升高和输入信号幅度的增大而增大的特性。当输入信号幅度较大或者频率较高时，由于自适应增量调制器不能很好地跟踪输入信号的变化而产生较大的量化噪声，导致噪声本底升高，信号谐波增大，从而限制了该模数转换器的信噪比和线性度。
[0044]为了解决上述现有技术的缺陷，本发明特提出了一种包含自适应增量调制的模数转换器，如图4所示。本发明用于接收模拟输入信号301以产生自适应增量调制的I位数字输出信号311或者多位数字输出信号312。本发明的模数转换器由模拟加法器302、积分器303、比较器304、量化器305、自适应增量转换器306和数模转换器(DAC)307组成。模拟加法器302用于对模拟输入信号301及反馈信号313执行减法操作，以产生误差信号308。积分器303对误差信号308进行积分，积分的结果309与误差信号308的和通过比较器304和零进行比较，如果积分结果309和误差信号308的和大于零，则量化器305的输出311为“1”，否则输出为“O”。量化器305的输出为自适应增量调制的I位二进制数，自适应增量转换器306根据量化器305最近的一组I位二进制输出信号311生成N位数字跟踪信号312。N位数模转换器307将N位数字跟踪信号312转换为模拟跟踪信号313。环路稳定后，数模转换器307的输出313能够跟踪模拟输入信号301的变化。实施时，在自适应增量转换器306中对数字输出信号312进行取反，再通过数模转换器(DAC)307后就可以得到与模拟输入相反相位的信号313，这样模拟加法器就可以用简单的加法操作来实现实际的减法操作。
[0045]本发明的上述组成部件中，只有模拟加法器302、积分器303、比较器304和数模转换器(DAC) 307为模拟电路，其余均为数字电路，可有效减少芯片面积。且这些模拟电路结构简单，功耗低，可以降低芯片设计的复杂度，同时降低功耗。
[0046]本发明中的自适应增量转换器306在输入信号301变化较小的时候以很小的步长变化，在输入信号301变化较大的时候以较大的步长变化，既保证了小信号时的高精度又不影响大信号时的精度。该模数转换器的输出可以取量化器305的I位二进制输出信号311，也可以取N位数字信号312。当取量化器305的I位二进制输出信号311作为模数转换器的输出信号时，解码端还需要同样的自适应增量转换器306来进行解码。
[0047]如前所述，现有技术2中包含自适应增量调制的模数转换器的量化噪声不是白噪声，与输入信号301的频率和幅度相关。输入信号301的频率越高，幅度越大，量化噪声越大。本发明中积分器303的作用就是对量化噪声进行噪声整形。引入积分器303，信号的传递函数不变，但是量化噪声经过了一个高通滤波器。量化噪声在低频时能量密度低，在高频时能量密度高，这就是噪声整形。高通滤波器的带宽由积分器带宽决定。一般地，积分器带宽远远大于信号带宽，在较高的过采样率时，落入信号带宽内的量化噪声就会被抑制从而获得更低的噪声。理论上，积分器带宽越宽，对量化噪声的抑制比越高，但是受环路稳定性的限制，积分器带宽也要合理选取。
[0048]本发明还可通过提高积分器的阶数对自适应增量调制的量化噪声进行高阶整形，像高阶的sigma delta模数转换器一样,阶数越高,噪声整形效果越好,可实现的分辨率越高，但同时环路的稳定性也越差，需要合理取舍。如附图5中的实施例二所示。
[0049]在附图