电抗器51a和第二滤波电抗器51b的连接点 54引出的中间抽头57,熔断器53的另一端连接至第二滤波电容器52b的一端，第二滤波电 容器52b的另一端与第三滤波电抗器51c的一端相连接，第三滤波电抗器51c的另一端与 低电位侧母线55b相连接。即，对于第二滤波电抗器51b、熔断器53、第二滤波电容器52b、 及第三滤波电抗器51c串联连接而成的串联电路部56,其通过中间抽头57连接至架空线1 和低电位侧母线55b之间。
[0021] 对于第二滤波电抗器51b、熔断器53、第二滤波电容器52b、及第三滤波电抗器51c 构成的串联电路部56,其构成第二阶的滤波电路（LPF电路）。第二滤波电抗器51b是构成 串联电路部的电感元件，熔断器53是电路断开部，第二滤波电容器52b是电容元件。第一 滤波电抗器51a与第二滤波电抗器51b的连接点54上，第一滤波电抗器51a的直流电的供 电源侧的一端与串联电路部56相连接。
[0022] 此外，在图1中，串联电路部56所包含的熔断器53、第二滤波电容器52b、及第三 滤波电抗器51c按照该顺序串联连接。然后，将上述元件串联连接得到的电路配置成连接 在中间抽头57与低电位侧母线55b之间。也可以更改上述各元件的连接顺序。例如，也可 以从高电位侧起按照熔断器53、第三滤波电抗器51c、第二滤波电容器52b的顺序进行配 置。但是，在后述的发生第二滤波电容器的短路故障后进行修理时等，由于熔断器断开，因 此第二滤波电容器成为接地电位，因而操作较为容易。因此，优选将熔断器如图1所示那样 配置在高电位侧。
[0023] 图2是表示图1所示的滤波装置5的等效电路的图。在图2中，Lp1^2是第一及 第二滤波电抗器（51a，51b)的自感，M是第一及第二滤波电抗器（51a，51b)之间的互感，Ls 是第三滤波电抗器51c的自感，C1Xs是第一及第二滤波电容器（52a、52b)的静电电容。此 外，Rs是具有熔断器53、第二滤波电容器52b、及第三滤波电抗器51c的电路的电阻分量。
[0024] 接着，说明图2的等效电路的仿真结果。图3是表示图2的等效电路的仿真结果 的图（曲线）。图3中，实线表示1^山不相等时的衰减率波形，虚线表示L1I2不相等时的 相位波形，点划线表示U、L2相等时的衰减率波形，双点划线表示LpL2相等时的相位波形。 在以下说明中由于串联电路部的电阻分量Rs的值非常小，因此忽略该值。此外，假设因第 一及第二滤波电抗器（51a，51b)的磁耦合而对流过中间抽头57的电流所产生的负的电感 分量（-M)被第三滤波电抗器51c的电感分量（M)所抵消，中间抽头57与低电位侧母线55b 之间的电路的电感值为零或极小。即，第三滤波电抗器51c是耦合补偿电感元件，其补偿因 第一及第二滤波电抗器（51a，51b)的磁耦合而对流过中间抽头57的电流所产生的负的等 效电感分量。
[0025] 首先，将从逆变器6侧流入滤波装置5的电流设为Iin，将从滤波装置5流出到架空 线1侧的电流设为1_时，表示输出电流Iwt与输入电流I&之比的噪声电流抑制比（I_/ Iin)能由下式表示。将抑制比称为衰减率。
[0026] [数学式1]
[0027] 上式中，Lm及L2M分别是第一滤波电抗器51a的等效电感及第二滤波电抗器51b 的等效电感，并分别由Lim=LJM、L2m=L2+M表示。此外，L表示第一滤波电抗器51a的等 效电感Lim与第二滤波电抗器51b的等效电感L2M之和。在该L、L1M和L2M之间或在L丨和L2 之间，存在L = L1M+L2M= L i+L2+2M这一关系。
[0028] 为了增大噪声电流的衰减率，需要增大上述式（1)的分母，但是根据将两个谐振 频率作为边界的频率区域的不同，则主导项不同。此处，上述式（1)的分母成为零的频率即 谐振频率能由下式所表示。
[0029] [数学式2]
[0030] 在上述式⑵中，在选择负㈠符号时的频率为低频侧的谐振频率（设为， 选择正（+)符号时的频率为高频侧的谐振频率（设为《K_HrcH)。如下表1所示，上述低频侧 或高频侧的谐振频率?K_HrcH的存在使得对衰减率产生最大影响的项不同，另外，还 使得使衰减率为极大的方法不同。
[0031] [表 1]
[0032]在表1中，区域（1)、（3)中，式⑴中的频率W的四次项系数大于二次项系数时， 衰减率增大。相反，在区域（2)中，四次项系数小于二次项系数时，衰减率增大。如上所述， 区域（1)、（3)中的要求与区域（2)中的要求相反，因而在所有区域中使衰减率极大的解并 不存在。但是，若考察表1及图3,则可知以下事项。
[0033] ?若Lim= L 2M(与L1= L 2意思相同）且C丨=C s，则两个谐振频率《K_L0W，《KJIGH彼 此接近，因此能减小区域（2)。 ?区域（3)与区域⑵相比，频带较宽。 ?区域（2)的衰减率是能实现控制来进行衰减的区域。
[0034] 因此，若在区域（3)中衰减率成为极大的条件即L1= !^且匕=Cs被满足，则实际 上可能使噪声电流的衰减率极大。此外，图3的仿真结果也示出了通过使L1=L2而改善区 域（3)中的衰减率的效果。
[0035] 但是，使第一及第二滤波电抗器（51a，51b)的电感相等会引起其他观点上的问 题。参照图4至图8说明该问题。
[0036] 图4是用于说明上述专利文献1等所公开的电动车驱动控制装置的结构的图。图 4所示的电动车驱动控制装置具有滤波电抗器51X和滤波电容器52X所构成的一阶结构的 滤波装置5X。
[0037]图5是用于说明上述专利文献2所公开的电动车驱动控制装置的结构的图。图5 所示的电动车驱动控制装置的滤波装置5Y中，标号相同的结构部与上述实施方式1的滤波 装置5相同。与实施方式1的滤波装置5的不同点在于，不具有作为电路断开部的熔断器 53〇
[0038] 图6是说明图5所示的滤波装置5Y的滤波特性的图，是示出了逆变器所产生噪声 电流中会有多少残留在直流架空线电流的增益（衰减率）的图（曲线）。在图4所示的一 阶结构的滤波器中，具有虚线56那样的特性，但是若仅使用进行了磁耦合的滤波电抗器来 构成二阶结构的滤波器，则因磁耦合所产生的负的等效电感的存在，如实线57所示，高频 带的增益特性恶化。若如本发明或图5所示那样，与抵消负的等效电感的第三滤波电抗器 51c相连接，则如点划线58所示那样，能将高频带的增益特性改善为二阶滤波器的原有性 能。
[0039] 图7是用于说明图4所示的电动车驱动控制装置中电容器发生短路故障而有短路 电流流过时的图。图8是用于说明图5所示的电动车驱动控制装置中架空线侧的电容器发 生短路故障而有短路电流流过时的图。在一阶结构的滤波装置5X中，如图7所示，即使在 逆变器6或滤波电容器52X中发生短路故障的情况下，由于滤波电抗器5IX足够大，因此能 抑制故障时产生的短路电流的上升速度。因此，断路器4能在短路电流成为引起上位断路 器进行动作的电流大小之前，就断开短路电流。
[0040] 在图5所示的二阶结构的滤波装置5Y中，在第一滤波电容器52a中发生短路故障 的情况下，流过发生短路故障的第一滤波电容器52a的电流会流过第一及第二滤波电抗器 (51a，51b)这两者，因此成为与图4所示的一阶结构的滤波装置5X相同的状况，不会产生较 大的问题。
[0041] 另一方面，在第二滤波电容器52b发生短路故障时流过的短路电流会如图8所示 那样，以不流经第一滤波电抗器51a的方式进行流动。因而，由第二滤波电抗器51b和第三 滤波电抗器51c执行抑制该短路电流的动作。
[0042] 但是，若将第一滤波电抗器51a和第二滤波电抗器51b的匝数设为相同，使磁路的 耦合系数十分接近1，则11=12=11成立。因而，第一滤波电抗器51a和第二滤波电抗器 51b的电感之和L如下所示。
[0043] L=L1M+L2M=L!+L2+2M= 4LX= 4L2= 4M
[0044] 若对上式进行变形，则如下所示。
[0045] L1=L2 =M=L/4
[0046] 即，若电感值之和L与一阶结构的电抗器的电感值相同，则第一滤波电抗器51a 的自感L1、第二滤波电抗器51b的自感L2及互感M分别为一阶结构时的电感L的1/4。可 以如下所述那样进行理解。为了获得与一阶结构相同的电感，可以分别将第一滤波电抗器 51a和第二滤波电抗器51b的匝数设为一阶结构时的一半，由于电感值与匝数比的平方成 正比，因此自感及互感都成为1/4