使用补偿电流控制的供电电流变化的减小的制作方法
【专利说明】使用补偿电流控制的供电电流变化的减小
[0001]相关串请的交叉引用
[0002]本申请在35 U.S.C.§ 119(e)和 37 C.F.R.§ 1.78 下要求 2013 年 3 月 11 日提交的美国临时申请第61/776，094号的权益，其全部内容通过弓|用被并入本文。
【背景技术】
技术领域
[0003]本发明总体上涉及电子技术领域，并且更具体地涉及使用补偿电流控制来减小供电电流变化的系统和方法。
[0004]相关技术的描述
[0005]很多电子系统使用开关功率变换器来将来自一个源的功率高效地变换成设备(本文中被称为“负载”)可用的功率。例如，电力公司通常提供具体的频率范围内的具体电压处的交流(AC)功率。然而，很多负载使用不同于所提供的功率的电压和/或频率处的功率。例如，诸如基于发光二极管(LED)的灯之类的一些负载用直流(DC)来操作。“DC电流”也被称为“恒定电流”。“恒定”电流不表示电流不随着时间变化。恒定电流的DC值可以变为另一 DC值。另外，恒定电流可能具有引起电流的DC值波动的噪声或者其他较小波动。“恒定电流设备”具有取决于向设备供应的电流的DC值的稳态输出。
[0006]LED，作为主流光源，部分由于通过高效率光输出而实现的能量节省、长的寿命以及诸如水银的减小等环境激励而正在变得特别具有吸引力。LED是半导体设备并且最好由直流来驱动。LED的亮度与向LED供应的DC电流成正比地变化。因此，增加向LED供应的电流增加了 LED的亮度，减小向LED供应的电流使得LED变暗。
[0007]图1描绘包括前沿相切调光器102的功率分布系统100。图2A描绘与功率分布系统100相关联的理想的示例性电压图200。参考图1和图2，发光系统100从电压源104接收AC供电电压VIN。由电压波形202指示的供电电压VIN例如是美国的标称60Hz/110V线路电压或者欧洲的标称50Hz/220V线路电压。前沿调光器102相切供电电压VIN的每个半个循环的前沿，诸如前沿204和206。由于供电电压VIN的每个半个循环是输入供电电压V IN的180度，所以前沿调光器102以大于0度且小于180度的角度相切供电电压VIN。通常，前沿调光器102的电压相切范围是10度到170度。“相切”供电电压是指调节交流(“AC”)供电电压的每个循环的前沿相位角。供电电压的“相切”通常也被称为“斩波”。相切供电电压减小向诸如发光系统等负载供应的平均功率并且由此控制向负载提供的能量。
[0008]到发光系统100的输入信号电压νφ—IN表示引起发光系统100调节向灯122递送的功率的调光水平，并且因此取决于调光水平来增加或减小灯122的亮度。存在很多不同类型的调光器。通常，调光器使用指示期望调光水平的数字或模拟编码调光信号。例如，基于三端双向可控硅开关元件的调光器102相切AC输入供电电压VIN的前沿。前沿调光器102可以是任何类型的前沿调光器，诸如从Coopersberg, PA( “Lutron”)的LutronElectronics, Inc.可获得的基于三端双向可控硅开关元件的调光器。基于三端双向可控硅开关元件的调光器在发明人为John L.Melanson的2010年8月17日提交的题为“DimmerOutput Emulat1n”的美国专利申请第12/858，164号的【背景技术】部分中描述。
[0009]相切调光器102向全桥二极管整流器107供应由相切调光器102修改的输入电压νΦ ΙΝο全桥整流器107供应AC已整流电压，其由至开关功率变换器108的电压源109来表示。电容器105从已整流电压ViR—IN中滤除高频分量。为了控制开关功率变换器108的操作，控制器106生成控制信号CSi，控制信号CSi控制场效应晶体管(FET)开关112的导通以控制反激式开关功率变换器110的电流控制开关112的导通以控制输入电压VIN到次级电压％的变换。当控制信号CS 起开关112导通时，初级侧电流i PRIMARY流到变压器116的初级线圈114中以磁化初级线圈114。当控制信号CSJT开开关112时，初级线圈114去磁化。初级线圈114的磁化和去磁化感应出跨变压器116的次级线圈118的次级电压Vs。初级电压VP是次级电压V 5的N倍，即V P= N.V s，并且“N”是初级线圈114中的线圈匝数与次级线圈118中的线圈匝数之比。次级侧电流iSEe_ARY直接取决于次级电压VjP二极管120、电容器122和负载104的阻抗。二极管120使得次级侧电流iSE0]NDARY能够沿着一个方向流动。次级侧电流iSEe_ARY对电容器122充电，并且电容器122维持跨负载104的近似DC电压\_。因此，次级侧电流iSEe_ARY是DC电流。波形104描绘控制信号CS 1、初级侧电流
?PRIMARY 和次级侧电流i SECONDARY 的示例。通常假定次级侧电流i SECONDARY 在初级侧绕组114停止传导初级侧电流iPRI_Y之后几乎立刻上升。
[0010]由于由控制器106生成的控制信号CSi控制初级侧电流i PRIMARY，并且初级侧电流iPRMAI?控制跨初级线圈114的电压VP，所以从初级线圈114到次级线圈118的能量传递由控制器116来控制。因此，控制器106控制次级侧电流
?SECONDARY0
[0011]控制器106以诸如准谐振模式之类的某个模式来操作开关功率变换器110。在准谐振模式下，控制信号031在尝试将跨开关112的电压最小化并且因此将通过开关112的电流最小化的时间点将开关112接通。控制器106根据经由来自链路电流感测路径126的信号i?—sense获得的所感测的初级侧电流i PRIMaRY—5隱来生成控制信号CS 10
[0012]开关功率变换器将从诸如电压源之类的电源接收的功率变换成适合用于负载的功率。从电压源接收的功率被称为“输入功率”，向负载提供的功率被称为“输出功率”。所有开关功率变换器由于例如非理想部件特性等而具有一些固有功率损耗。这样的固有功率损耗倾向于被最小化以增加开关功率变换器的效率。固有功率损耗在本文中用“PINH”来表示。在一些情境中，向开关功率变换器供应的功率量可能超过由开关功率变换器向负载提供的功率量，即“输入功率” > “输出功率+PINH”。当“输入功率”大于“输出功率” +PINH时，开关功率变换器使用无源电阻器来无源地耗散过多的能量。
[0013]包括作为负载104的低功率灯(诸如一个或多个发光二极管(LED))的可调光发光系统表示了一种到开关功率变换器的“输入功率”可以大于开关功率变换器的“输出功率”+PINH的情境。在本示例性情境中，开关功率变换器通过用于基于交流(“三端双向可控硅开关元件”)的调光器102的三极管来接收电流。一旦基于三端双向可控硅开关元件的调光器102在交流(“AC”)供电电压VIN的循环期间开始传导以防止三端双向可控硅开关元件在供电电压的中间循环(mid-cycle)期间不利地过早地断开，开关功率变换器110汲取被称为“保持电流”的最小电流。只要到开关功率变换器110的输入电流^_大于或等于保持电流，则基于三端双向可控硅开关元件的调光器102不应当过早地断开。对于前沿调光器，过早断开在调光器开始传导时出现并且在达到供电电压的过零之前停止传导。过早断开可能引起发光系统的问题，诸如闪烁和不稳定。
[0014]因此，为了防止基于三端双向可控硅开关元件的调光器的过早断开，到开关功率变换器110的最小“输入功率”等于保持电流(乘以到开关功率变换器110的输入电压“VIN ”。
【发明内容】
[0015]在本发明的一个实施例中，一种装置包括控制开关功率变换器的控制器。控制器包括在控制器的至少一个操作时间周期期间被配