一种适合宽容性负载范围的三级运算放大器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及集成电路设计领域，具体设及一种适合宽容性负载范围的=级运算放 大器。
【背景技术】
[0002] 运算放大器（运放）作为模拟电路系统中最基本的电路单元之一，其对系统性能 性能的影响至关重要。随着集成电路工艺特征尺寸的逐渐减小，普通单级及两级运放的增 益往往无法满足高精度应用的要求。另一方面，为了降低功耗，电路工作电压也越来越小， 使得具有高增益特征的共源共栅放大器在很多场合应用受限。因此，在低电源电压情况下， 为了获得高增益，往往需要采用=级的运放结构。然而，=级运放至少存在=个高阻抗结 点，由于每个结点会贡献一个传输函数的极点，若运些极点位置没有被重新分布一般会导 致系统稳定性问题。因此，需要进行频率补偿（具体指，通过极点分离或者引入有效零点的 方法）W保证运放的稳定性。
[0003] 现有的频率补偿方法主要有两种：
[0004] 1、单密勒补偿。如图1所示，单密勒补偿通过跨接一个补偿电容在两节点间使相 关的极点分离，其传输函数可W写成：
[0006] 其中gmngmL、氏1、ReL分别为第一级与第二级的跨导和输出阻抗，Cm为补偿电容，Cl 为负载电容。从传输函数可知，该运放有两个左半平面的极点和一个右半平面的零点。两 个极点及零点分别是主极点
，次级点
-。随 着第二级放大器的增益增大，主极点的频率下降，次级点的频率上升，因此，两个极点被分 离开，放大器能够稳定。然而它也因为其前馈路径产生了右半平面的零点，运个零点会产生 负的相移，是设计不需要的。另外，当负载电容增大时，补偿电容也需要随之增大W保证补 偿效果，运不利于降低忍片面积和制造成本。
[0007] 2、共源共栅补偿。如图2所示，共源共栅补偿可W看作带电流缓冲器的单密勒补 偿结构，其传输函数可W写成：
[0009] 其中gmngmL、氏1、ReL分别为第一级与第二级的跨导和输出阻抗，CPi为第一级的输 出寄生电容，。为补偿电容，(：^为负载电容。从传输函数可知，该运放有两个左半平面的极 点，它们分别是主极点
和次级点
，使用共源共栅 补偿可W减小补偿电容并有效提高复极点的频率进而达到高带宽的目的。
[0010] 特别地，TFT-LCD中需要运放驱动大的容性负载，而在低压差线性稳压器（LDO)的 驱动中，运放需要驱动的负载电容则由功率管的大小决定，负载电流不同的情况下，变化 范围很大。现有的=级运放在驱动大容性负载时需要通过将主极点移至较低频率W实现环 路稳定性，带宽往往较窄。另一方面，传统=级运放所能驱动的负载电容往往受限在某一个 较小的范围内，无法保证宽负载范围内的系统稳定性。因此在实际应用中，针对特定需求需 要做定制化设计，不利于加快产品开发速度。
[0011] 申请号为201310723455. 1的中国发明专利文献公开一种适合宽容性负载范围的 =级运算放大器，包括：第一级放大器、第二级放大器、第=级放大器、密勒补偿电容和前 馈跨导放大器；所述第一级放大器、第二级放大器和第=级放大器依次串联；所述密勒补 偿电容的一端与所述第一级放大器的输出端连接，另一端与所述第=级放大器的输出端连 接；所述前馈跨导放大器的输入端与所述第一级放大器的输入端连接，所述前馈跨导放大 器的输出端与所述第二级放大器的输出端连接。该专利通过利用密勒效应进行极点分离 的同时，利用前馈技术产生零点进行补偿，虽然能够提高运放带宽，但由其传输函数可W看 出，该专利只有一个可用来补偿的左半平面零点，运放的带宽还有待提高。另外，该专利中 前馈级是由第一级输入接到第二级输出，而因为第二级输出节点的寄生电容比输出电容小 很多，因此，该专利虽然可W提升第二级的压摆率，但对整个运放的压摆率影响并不明显。
【发明内容】
[0012] 本发明的目的是解决现有技术的缺陷，提供一种能够实现较大带宽、较宽的负载 电容范围、较小面积和功耗的=级运算放大器，采用的技术方案如下：
[0013] 一种适合宽容性负载范围的=级运算放大器，包括第一反向增益级、正向增益级、 第二反相增益级、补偿电容和前馈跨导放大级，所述第一反向增益级、正向增益级和第二反 向增益级依次串联，补偿电容的两端分别与第一反向增益级的输出端和第二反向增益级的 输出端连接，还包括并联了一个电容的共源共栅补偿级，所述共源共栅补偿级的输出端与 第一反向增益级的输出端连接，输入端与第二反向增益级的输出端连接，所述前馈跨导放 大级的输出端与所述第二反相增益级的输出端连接，输入端与正向增益级的输入端连接。
[0014] 本发明的=级运算放大器在正向增益级的输入端与第二反相增益级的输出端之 间设置前馈跨导放大级，前馈跨导放大级和第二反相增益级组成推挽式输出级，可W大大 提高大信号压摆率和瞬态响应速度；前馈跨导放大级也产生一个左半平面的零点来提高运 放的相位裕度。使用共源共栅补偿虽然可W减小补偿电容并有效提高复极点的频率，但是 若直接将共源共栅补偿应用于=级运放中，当负载电容减小时，容易产生较大的复极点Q 值，运放的频域响应会产生尖峰，现有技术中调节复极点Q值的方法，要么造成了额外的功 耗，要么降低了次级点的频率，而本发明通过巧妙地并联一个小电容来调节复极点Q值，运 样既可W调节复极点Q值，又对带宽影响不大，也不会带来额外的功耗。本发明中，共源共 栅放大级和前馈跨导放大级配合，共产生了两个可用来补偿的左半平面零点，实现更大的 带宽；避免了采用单密勒补偿，因此负载电容增大时，补偿电容无需随之增大。
[0015] 作为优选，与共源共栅补偿级并联的电容的值为120巧~180巧。
[0016] 作为优选，与共源共栅补偿级并联的电容的值为150巧。
[0017] 作为优选，所述共源共栅补偿级包括第四NMOS晶体管M7和补偿电容Cmi,所述第 一反相增益级包括第一PMOS晶体管M1，所述第一PMOS晶体管Ml的漏极分别连接了第二 PMOS晶体管M2和第SPMOS晶体管M3的源极，所述第二PMOS晶体管M2的漏极分别连接了 第一NMOS晶体管M4的漏极和第SNMOS晶体管M6的源极，所述第二PMOS晶体管M2的栅 极与电源负极连接，所述第SPMOS晶体管M3的栅极与电源正极连接，所述第SPMOS晶体 管M3的漏极通过补偿电容Cm谨接了负载电容Cl,所述第SNMOS晶体管M6的源极连接了 第一NMOS晶体管M4的漏极，所述第SNMOS晶体管M6的漏极连接了第四PMOS晶体管M8 的漏极和栅极，所述第四NMOS晶体管M7的栅极、源极和漏极分别连接了第SNMOS晶体管 M6的栅极、第二PMOS晶体管M5的漏极和第五PMOS晶体管M9的漏极，所述第一NMOS晶体 管M4和第二PMOS晶体管M5的源极均接地。
[0018] 作为优选，所述正向增益级包括第五NMOS晶体管M10,所述第五NMOS晶体管Mio 的漏极分别连接了第六NMOS晶体管Mll和第六PMOS晶体管M13的漏极，所述第六NMOS晶 体管Mll的漏极和栅极分别连接了第六PMOS晶体管M13的漏极和第屯NMOS晶体管M12的 栅极，所述第屯NMOS晶体管M12的漏极连接了第屯PMOS晶体管M14的漏极，所述第六PMOS 晶体管M13的漏极分别与第六NMOS晶体管Mll和第屯NMOS晶体管M12的栅极连接，所述 第屯PMOS晶体管M14的栅极分别与第四PMOS晶体管M8的栅极和第SNMOS晶体管M6的 漏极连接，所述第五NMOS晶体管M10、第六NMOS晶体管Ml1和第屯NMOS晶体管M12的源极 均接地。
[0019] 作为优选，所述前馈跨导放大级包括第八PMOS晶体管M15,所述第八PMOS晶体管 M15的栅极分别与所述第四NMOS晶体管M7和第五PMOS晶体管M9的漏极连接。
[0020] 作为优选，所述第二反相增益级包括第八NMOS晶体管M16,所述第八NMOS晶体管 M16的漏极与第八PMOS晶体管M15的漏极连接，所述第八PMOS晶体管M15与第八NMOS晶 体管M16的连接处，和第四NMOS晶体管M7与第五PMOS晶体管M9连接处之间跨接有补偿 电容Cm2,所述第八NMOS晶体管M16的栅极分别与第屯NMOS晶体管M12和第屯PMOS晶体 管M14的漏极连接，所述第八NMOS晶体管M16的源极接地。
[0021] 与现有技术相比，本发明的有益效果：本发明实现了更大的带宽和相位裕度，提高 了大信号的压摆率和瞬时响应速度，减小了补偿电容，在负载电容增大时，补偿电容也无需 增大，降低了忍片的面积、功耗和制造成本。
【附图说明】
[0022] 图1是【背景技术】中单密勒补偿拓扑结构框图；
[0023] 图2是【背景技术】中共源共栅补偿拓扑结构框图；
[0024] 图3是本发明的拓扑结构框图；
[00巧]图4是本发明的小信号模型图；
[0026]图5是本发明具体电路图。
【具体实施方式】
[0027] 下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细描述。 阳0測 实施例：
[0029] 如图3所示，一种适合宽容性负载范围的=级运算放大器，包括第一反向增益级 1、正向增益级2、第二反相增益级4、补偿电容Cm2和前馈跨导放大级3,所述第一反向增益 级1、正向增益级2和第二反向增益级4依次串联，补偿电容Cm2的两端分别与第一反向增 益级1的输出端和第二反向增益级4的输出端连接，还包括并联了电容Cmi的共源共栅补 偿级5,所述共源共栅补偿级5的输出端与第一