专利名称：无线接收装置的解调电路及解调方法
技术领域：
本发明涉及一种在无线接收装置例如寻呼机中用于解调接收信号的解调电路此外还涉及一种解调方法。更具体地说，本发明涉及在无线接收装置中采用的这样一种解调电路和解调方法，其中将通过FSK调制变换到中频频带的调制信号解调以输出解调信号。
在无线接收装置的解调电路中，设置各个电路部分的工作参数，以便优化信号接收系统的S/N。在例如FLFX系统寻呼机(下文将称为“FLFX寻呼机”)中将调制的多电平FSK信号解调的情况下，按照一种响应于数据传输速度可以优化S/N的方式，设置检波器的输出电压的幅值。此外，按照一种可以将差错判别率降到最少的方式，设置用于输出数字解调信号的数据比较器的基准电压值。此外，在一装设在检波器和数据比较器之间的低通滤波器中，按照一种通过除去不需要的频率分量可以优化S/N的方式，响应于数据传输速度设置截止频率。在移动通信设备例如上面解释的FLFX寻呼机中采用的解调电路中，一般说，在电场强度低以便优化S/N这样一种条件下，确定各种不同种类的设定值。因此，可以提高无线接收装置的性能。
正如前面所解释的，在传统的无线接收装置的解调电路中，按照一种在电场强度低条件下可以优化S/N的方式确定各种不同种类的设定值。然而，存在某些可能性即当电场强度高时，上面所解释的设定值不等于最佳设定值，导致降低接收性能。
更确切地说，在同一时间从多个基站发送各发送信号的寻呼机系统中，出现如下的困难。即，在从多个基站发送各发送信号(FSK调制波)的电场强度电平变得基本上彼此相等的区域(即重叠(等同电场)区域)中，或者在各发送信号出现多路径的区域(即，多路径区域)中，由于受到由多个发送信号中的频移和由于相位延迟引起的有害影响使在各接收点的电场强度变化很大。因此，解调信号之比特差错率变大。在这样的条件下，在一个区域中，产生重叠和/或多路径，一般说，在这样一个区域中，电场强度高于平均(medium)电场强度。因此，即使利用当按照上面解释的低电场强度确定的各设定值时，也不可能达到更好的接收性能。此外，因为关于接收装置的设置频率和发送信号频率之间的频移的接收性能，所谓的频带特性(呼叫率的带宽特性)在本技术领域中是公知的，还发现，可以得到S/N最大值的设定值并不总是与可以得到带宽特性最大值的另一设定值一致。
因而，通过在电场强度低的条件下优化S/N的传统配置的解调电路产生如下的问题。即，在这样一种低电场强度下可以得到更好的接收性能。然而，存在于平均电场强度和低电场强度下的重叠区域和多路径区域中接收性能将恶化，使得呼叫率会下降。
提出本发明是为解决上述各个问题，因此，本发明的一个目的是提供一种无线接收装置的解调电路，通过响应于电场强度控制装设在无线接收装置例如寻呼机的解调电路中的检波部件、滤波器部件和比较部件，使得在例如低电场强度和高于平均电场强度的各种电场强度下能够执行最佳解调操作。此外，本发明的另一个目的是提供一种解调方法，即使在这些电场强度下也能够执行最佳解调操作。
为解决上述各个问题，根据本发明的第一个方面的无线接收装置的解调电路，用于解调接收的调制信号以输出解调的信号，包含电场检测部件，用于根据所述调制信号检测接收信号的电场强度；检波部件，用于对所述调制信号检波以输出检波信号；滤波器部件，用于由所述接收信号中除去噪声分量；比较部件，用于将所述检波信号与预定基准电压相比较，以输出与所述调制信号对应的数字信号；及控制部件，用于根据所述电场强度检测部件检测的电场强度，至少控制由所述检波部件输出的电压的幅值、在所述比较部件中采用的基准电压和所述滤波器部件的截止频率之一。
此外，最好检波部件包含一可变增益放大器；及所述控制部件通过控制所述可变增益放大器的放大倍数控制所述检波部件输出电压的幅值。此外，所述控制部件响应于所述电场强度，至少控制由所述检波部件输出的电压的幅值和用在所述检波部件中的基准电压之一，以便控制所述检波部件的输出电压幅值与在所述比较部件中采用的基准电压之比以达到一预定值。
此外，最好通过包含一装设在所述比较部件前置级中的低通滤波器及装设在所述比较部件后置级中的数字滤波器配置所述滤波器部件。此外，控制部件响应于所述电场强度选择性地控制所述数字滤波器的通过或不通过。另外，控制部件响应于所述电场强度控制输入到所述数字滤波器的时钟信号的频率。
此外，通过在所述比较部件前置级中装设低通滤波器配置所述滤波器部件；及所述控制部件响应于所述电场强度控制所述低通滤波器的截止频率。
此外，最好是，所述解调电路还包含存储器部件，用于存储与多个所述输出电压幅值、多个所述基准电压和多个所述截止频率相关的控制条件信息，所述信息都是对应所述电场强度设定的；及所述控制部件按照代表所述电场强度的电场强度信息和所述控制条件信息两者进行控制操作。
根据本发明的第二个方面的无线接收装置的解调方法，用于解调接收的调制信号以输出解调的信号，包含电场检测步骤，用于根据所述调制信号检测接收信号的电场强度；检波步骤，用于对所述调制信号检波以输出检波信号；除去噪声步骤，用于由所述接收信号中除去噪声分量；数字化步骤，用于将所述检波信号与预定基准电压相比较，以输出与所述调制信号对应的的数字信号；及控制步骤，用于对应检测的电场强度至少控制由所述检波信号的电压幅值、基准电压和在所述除去噪声步骤中采用的截止频率之一。
此外，最好是，在控制步骤中，响应于所述电场强度控制至少所述检波信号的输出电压幅值和基准电压之一，以便控制输出电压幅值与基准电压之比以达到一预定值。此外，在所述控制步骤中，当电场强度小于一预选阈值时，控制在所述除去噪声步骤中采用的截止频率使之低于当电场强度大于该阈值时的相应截止频率。
在根据本发明的无线接收装置的解调电路中，输出通过对接收的调制信号检波得到的检波信号，由检波信号中除去噪声分量，然后将这一检波信号与预定基准电压比较。因此，由解调电路输出与调制信号对应的数字信号。然后，解调电路在预定的时间判别这一数字信号，以产生数字解调信号。这时，利用调制信号检测接收信号的电场强度，解调电路响应于检测的接收信号的电场强度至少控制所述检波信号的输出电压幅值、基准电压和在除去噪声分量时采用的截止频率之一。因而，响应于电场强度对解调电路进行控制以使用于产生数字信号的检波信号的电压幅值与基准电压之比可以变为最佳设定值、及使滤波部件的截止频率也可以变为最佳设定值。
为了控制检波信号的电压幅值与基准电压之比，改变检波部件的输出电压和/或在比较部件采用的基准电压中的之一或之二。在这种情况下，改变装设在检波部件中的放大器的放大倍数，控制装设在比较部件中并可以确定基准电压的可变电流源的输出和电阻的电阻值。例如，在解调电路利用具有最高优先权的重叠特性(即在重叠区域中的呼叫率特性)的情况下，将基准电压与检波信号的最大电压幅值设置之比为44-64％，最好在47-55％的量级。另一方面，在解调电路利用具有最高优先权的频带特性(即，呼叫率的带宽特性)的情况下，将基准电压与检波信号的最大电压幅值之比设置为0.6-0.7的量级。
为了控制滤波部件的截止频率，当解调电路采用数字滤波器时，使数字滤波器通/断(ON/OFF)，以便选择性地切换信号的通过和不通过，从而改变整个滤波部件的截止频率。另外，控制输入到数字滤波器的时钟信号的频率，以便改变数字滤波器本身的的截止频率。另一方面，当解调电路配置有模拟式低通滤波器时，例如通过操作开关之类切换此模拟式低通滤波器的电路常数来改变低通滤波器的截止频率。
在控制滤波器部件的截止频率时，当电场强度低于预选电场强度阈值时，控制截止频率使之降低，而当电场强度高于预选电场强度阈值时则提高截止频率。
在利用控制部件控制检波信号的电压幅值与基准电压之间之比及还控制滤波器部件的截止频率的情况下，在存储器部件存储控制条件信息时，例如通过采用一个在低电场强度和高于平均电场强度的电场强度之间的阈值，根据电场强度信息和控制条件信息，按两级选择性地切换用于控制对象的操作设定值。或者，当提供多组电场强度的阈值时，按多级选择性地切换操作设定值，以便可以响应于电场强度实现更精确的控制。应理解，可以根据例如使用区域和信号传输速度的接收环境中的差异选择性地切换控制条件信息。因此，即使在高电场强度和平均电场强度下出现且接收性能恶化的重叠区域和多路径区域，也可以按照最佳条件实现解调操作。因此，可以改善重叠特性，可以使解调信号的差错率维持在低之比率。从而，可以提高无线接收装置的接收性能。
当利用诸如逻辑电路的硬件电路构成该控制部件时，在该控制部件中可以实现更高速度的响应。或者，控制部件或整个解调电路可以配置一个处理器，用以执行软件处理操作。
图1是用于表示根据本发明的第一实施方式的无线接收装置的的解调电路的方块示意图；图2是用于表示用在图1所示解调电路中的检波器配置的方块示意图3是用于表示用在图1所示解调电路中的4-电平FSK数据比较器配置的方块示意图；图4是用于解释在图3所示数据比较器中出现的工作波形的解释性示意图；图5是用于表示可用在图1所示解调电路中的数字滤波器的第一结构示例的方块示意图；图6是用于表示可用在图1所示解调电路中的数字滤波器的第二结构示例的方块示意图；图7是用于表示当输入信号从数字滤波器通过时或者不从数字滤波器通过时，在FLFX寻呼机的重叠区域中的相对于电场强度的MSB呼叫率(callingrate)特性和LSB呼叫率特性的曲线示意图；图8是用于解释检波信号电压幅值与LSB判别电平之比的解释性示意图；图9是用于表示有/无数字滤波器在没有重叠的正常条件下的电场强度下的FLFX寻呼机取决于的MSB呼叫率特性和LSM呼叫率特性的曲线示意图；图10是用于表示在FLFX寻呼机的重叠区域中的相对于检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比的LSB呼叫率特性的曲线示意图；图11是用于表示在FLFX寻呼机的平均(电场强度)电场中的相对于检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比的LSB带宽特性的曲线示意图；图12是用于表示根据本发明第二实施方式的无线接收装置的解调电路的方块示意图；图13是用于表示一种改进的配置有DSP的解调电路的方块示意图；图14是用于表示用于输出电场强度信息之比较器的一种改进结构的示意图。
下面参照附图介绍本发明的一种实施方式。在这种实施方中，示出了在对应于作为无线接收装置一个示例的移动通信接收装置的寻呼机(选择性寻呼接收机)中采用的解调电路结构示例。
第一实施方式图1是用于表示根据本发明的第一实施方式的无线接收装置的解调电路方块示意图。图2是用于表示用在图1所示解调电路中的检波器配置的方块示意图。图3是用于表示用在图1所示解调电路中的4-电平FSK数据比较器配置的方块示意图。图4是用于解释在图3所示数据比较器中出现的工作波形的解释性示意图。图5是用于表示可用在图1所示解调电路中的数字滤波器的第一结构示例的方块示意图。图6是用于表示可用在图1所示解调电路中的数字滤波器的第二结构示例的方块示意图。
根据第一实施方式的解调电路1包含前置级部分、用于检测接收信号(即在这一示例中为IF信号(中频信号))的电场强度的电场电平检测器2以及用于对这种IF信号检波的检波器5。FSK调制的(在这一实例中，4-值FSK调制)IF信号SA输入到电场电平检测器2和检波器5。在这一检波器5的后置级中，装有低通滤波器电路6、数据比较器7、数字滤波器12、定时发生电路8和判别电路9。低通滤波器电路6由自检波器5输出的检波信号中除去噪声分量。数据比较器7将低通滤波器电路6的输出与预选的基准电压相比较以输出与该调制对应的数字信号。数字滤波器12由数据比较器7派生的数字信号中除去不需要的分量。定时发生电路8产生定时信号。判别电路9响应于定时信号根据数字信号产生数字调制信号，以此输出产生的数字调制信号。
电场电平检测器2配置有低通滤波器之类，该检测器2检测接收信号强度的标志(RSSI)信号以输出与电场强度成正比的电压。在电场电平检测器2的输出侧装设各具有彼此不同基准电压的多个比较器3a，3b，...3n。电场电平检测器2的输出电压提供到各个比较器3a，3b，...3n的一个输入端，以便与提供到各个比较器3a，3b，...3n的另一个输入端的基准电压Vref1，Vref2，...Vrefn相比较。因此，各个比较器3a，3b，...3n的输出分别地为低电平(L)或为高电平(H)。这些比较器的输出作为电场强度信息PS输入到控制电路4中的电场强度输入单元。
由于采用上述配置，控制电路4根据具有不同基准电压的多个比较器3a，3b，...3n的输出条件可以了解详细的电场强度信息。应指出，通过增加这些比较器的总数可以增加电场强度的检测精确度，而当仅需要粗略的电场强度信息时，这些比较器的总数可以降低。就是说，可以根据使用目的自由地设计比较器。
此外，在这种解调电路中，装设有CPU(中央处理单元)10和EEPROM11。CPU10具有对整个无线接收装置的控制功能，及还向控制电路4中的控制条件输入单元发送控制条件信息PC。在EEPROM11中存储控制条件信息PC。控制条件信息PC表示与电场强度对应的控制条件的设定值。通过配置这一控制电路4，其能响应于电场强度确定怎样操作检波器5、数据比较器7及数字滤波器12，此外根据电场强度信息PS和控制条件信息PC控制这些电路。
接着，参照图2解释检波器5的配置。通过采用检波单元16和可变(增益)放大器17配置检波器5。向检波单元16输入FSK-调制的IF信号SA并对这一IF信号SA进行频率/电压变换。然后，这一检波单元16输出检波信号DD，这是一个幅值与调制派生的信号成正比的阶状电压信号。响应于由控制电路4提供的与电场强度相对应的控制信号，可变(增益)放大器17的放大倍数是可变的。可变(增益)放大器17按照这一放大倍数放大检波单元16的输出信号，然后将放大的信号作为检波信号DE提供到低通滤波器6。在这种实施方式中低通滤波器6按照某一恒定截止频率工作。在这一低通滤波器6中除去了不需要的噪声分量及具有频率高于或等于截止频率和还包含在输入信号中的分量。已除去噪声分量的滤波器输出作为检波信号DF提供到数据比较器7。
此外，下面参照图3和图4解释数据比较器7的详细结构。在这一示例中，关于数据比较器7，采用图3所示的4-值FSK数据比较器。通过采用可变电流源41和42、2组分压电阻R、比较器43、44和45以及另外的逻辑电路(EX-OR(异或)门电路)46构成这一数据比较器7。由控制电路4控制可变电流源41和42。各分压电阻R产生用于使4个数值相区别的基准电压V1、V2、V3。比较器43、44和45使正侧LSB(最小有效位)和MSB(最大有效位)以及负侧LSB相互区别。异或门电路46对来自比较器43和45之比较输出进行或(门)运算以得到LSB输出。在这一数据比较器7中，通过由可变电流源41和42提供电流，在两个电阻R的两个边界端产生基准电压V1、V2、V3。提供这些基准电压V1、V2、V3用作为这些比较器43、44和45的基准电压。利用基准电压可控之比较器43、44和45以及逻辑电路46进行检波信号DF的4-值鉴别。因此，产生2比特数字信号然后提供到数字滤波器12。
图4表示在采用图3中所示数据比较器7的FLFX寻呼机中LSB和MSB之间的鉴别操作。检波信号DF构成这样一种信号即在4-值FSK调制中的各个调制分量(-4.8千赫、-1.6千赫、+1.6千赫、+4.8千赫)变换为与各个调制分量相对应的电压Va、Vb、Vc、Vd。在这一示例中，如图4中所示，按一种根据正侧LSB判别电平V1、MSB判别电平V2和负侧LSB判别电平V3进行LSB和MSB的0/1判别方式将检波信号DF变换为数字信号。换句话说，-4.8千赫的调制分量作为“00”的数字信号输出；-1.6千赫的调制分量作为“01”的数字信号输出；+1.6千赫的调制分量作为“11”的数字信号输出；此外+4.8千赫的调制分量作为“10”的数字信号输出。
接着参照图5和6介绍数字滤波器的结构。按照图5中所示的第一结构示例的数字滤波器12a包含用于响应于时钟信号对输入信号进行数字滤波的数字滤波器单元21和开关22。响应于控制信号这一开关22导通，使数字滤波器单元21的输入端连接到输出端，从而使输入信号未经滤波直接旁通。由于控制电路4将ON/OFF(通/断)信号提供到开关22，这一控制电路4可以控制可以使输入信号通过数字滤波器12a，或者可以使输入信号不通过数字滤波器12a。这一控制电路4控制与前置级低通滤波器6相关联的整个滤波器部件的截止频率。在这种情况下，当设置数字滤波器单元21的截止频率低于低通滤波器6的截止频率，以使输入信号穿过数字滤波器12a时，控制电路4控制使该截止频率变得低于当输入信号不通过数字滤波器12a时得到的截止频率。
此外，取代图5中所示的数字滤波器12a，可以采用图6中所示的数字滤波器12b。作为第二结构示例的数字滤波器12b包含用于响应于时钟信号CK对输入信号滤波的数字滤波器单元21，和可变频率时钟电路23。可变频率时钟电路23响应于由控制电路4提供的控制信号改变时钟信号CK的频率。控制电路4控制这一可变频率时钟电路23，以改变由可变频率时钟电路23输出的时钟信号CK的频率，从而根据滤波器输入信号控制数字滤波器单元21的截止频率。
正如上面解释的，将已利用低通滤波器6和数字滤波器12除去噪声分量的这种数字信号输入到判别电路9以便进行解调。响应于由定时发生电路8产生的定时信号，判别电路9判别由数字滤波器12输出的输入信号以产生数字解调信号。
接着介绍控制电路4响应于电场强度进行的控制操作，同时举例说明在按照这一实施方式的解调电路中实现的接收性能的特性。应理解，各个特性曲线表是通过实验得到的代表性数值示例。
首先，介绍在数字滤波器12的控制下进行的滤波器部件的截止频率控制操作。图7是表示当滤波器信号通过数字滤波器12或不通过数字滤波器12时在FLFX寻呼机的重叠区域中相对于电场强度在MSB和LSB之间呼叫率特性(即与滤波器控制相关的重叠特性)的曲线图。图8是用于解释检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比的示意图。图7中所示的曲线图表示一种频率偏移为50赫，在延迟时间为50微秒的条件下产生重叠，及检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比为64％的情况。如在图8中所示这一比值用A∶B＝1∶0.64表示，其中A为检波信号的最大电压幅值，B为LSB判别电平。换句话说，图7表示在一种检波器5的输出电压幅值和数据比较器7的基准电压是固定的同时，仅切换低通滤波器6的截止频率以及由数字滤波器12构成的滤波器部件的截止频率情况下，重叠区域中呼叫率特性的变化。
此外，图9表示在采用数字滤波器或不采用数字滤波器时，按照在不发生重叠的正常条件下的电场强度，FLFX寻呼机的MSB和LSB之间呼叫率特性。在图9中，与图7相似，其表示检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比选择为64％的情况。就是说，图9表示，在检波器5的输出电压幅值和数据比较器7的基准电压是固定的同时，仅切换低通滤波器6的截止频率以及由数字滤波器12构成的滤波器部件的截止频率的这样一种情况下，在低强度电场中的呼叫率特性的变化。
由图7中所示的重叠特性可以明显看出，在重叠区域中LSB和MSB对于均可以实现优异的呼叫率，因此，当输入信号不通过数字滤波器12时可以得到具有较少差错的数字信号。另一方面，根据图9所示特性易于理解，当输入信号不通过数字滤波器12时，在电场强度高的区域中呼叫率无大的差别。然而，在电场强度低的区域中呼叫率恶化。由上面的介绍明显看出，当电场强度低时，输入信号可以通过数字滤波器12(即截止频率降低)，而当电场强度相对高时(即当电场强度高于或者等于平均电场强度时)，输入信号不通过数字滤波器12(即截止频率增加)。因而，可以响应于电场强度设置最佳截止频率，及可改善在重叠区域中之比特差错率。还应指出，虽然在附图中未表示，由于在多路径的区域中可以达到与重叠区域相似的效果，所以不再对其进一步解释。
应指出，不仅通过采用图5中所示的电路选择性地切换信号通过/不通过数字滤波器12，而且通过采用图6中所示的电路配置改变输入时钟信号的频率，可以达到相似的滤波器部件的截止频率控制效果。
正如前面所解释的，控制电路4根据经过电场强度输入单元输入的电场强度信息PS精确地检测电场强度，并按照响应于这一电场强度由CPU 10提供经过控制条件输入单元输入的控制条件信息PC控制数字滤波器12。这时，在控制条件信息PC存储在EEPROM11中和表示与高/低电场强度对应的最佳控制条件的设定值时，CPU 10将这一控制条件信息PC输送到控制电路4。例如，根据低电场强度及高于平均电场强度的电场强度，通过改变设定值切换滤波器部件的截止频率。在任何的电场强度下，可以实现数字滤波器的最佳工作设置操作。
接着，介绍关于检波器5的输出电压幅值和数据比较器7的基准电压的控制操作。图10是表示相对于检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比的FLFX寻呼机重叠区域中的LSB呼叫率特性(相对于判别电平控制的重叠特性)的曲线示意图。图10的曲线示意图表示这样一种情况，即在处在将频率偏移选择为50赫及出现50微秒的延迟时间的重叠的条件下设置数字滤波器12为通过状态的同时，检波器5的输出电压幅值是固定的。正如前面参照图7和9所解释的，在4-值调制信号的数字化系统中存在使LSB呼叫率恶化的趋势。因而，在这种情况下LSB呼叫率特性仅是示范性的。此外，由于在多路径区域可以实现相似的效果，对其不再进一步解释。
换句话说，图10表示在数字滤波器12为通过状态和检波器5的输出电压幅值是固定的同时，通过改变数据比较器7的基准电压改变检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比的这样一种情况下的在平均(电场强度)电场的重叠区域中呼叫率特性的变化。在这样一种情况下，平均电场强度意指在下使图7和9中所示的呼叫率基本饱和的电场强度。
在电场强度相对高的区域中，即使改变数据比较器7的基准电压，呼叫率也没有很大的差别。如图10中所示，在平均(电场强度)重叠区域中，由于通过改变数据比较器7的基准电压改变呼叫率，可以看出，通过将检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比设置为一适当的数值，(例如44-64％，最好47-55％)呼叫率可以保持得更好。还应当指出，在高于平均电场强度的电场强度下，通过增加检波信号的电压幅值，呼叫率可以进一步提高。因而，如果按照这样一种方式设置数据比较器7的基准电压即根据实验获得的结果可以优化每种电场强度下的呼叫率，则可以改善重叠区域中之比特差错率。
图11是表示在FLFX寻呼机的平均(电场强度)电场中与检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比相对应的LSB频带特性的曲线示意图。图11的曲线示意图表示在将数字滤波器12设置为通过状态时，检波器5的输出电压幅值是固定的这样一种情况。在这样一种情况下，LSB频带特性仅是示范性的。换句话说，图11表示在平均(电场强度)电场中在这样一种情况下的频带特性(呼叫率的带宽特性)的变化，即在将数字滤波器12设置为通过状态和检波器5的输出电压幅值是固定的同时，通过改变数据比较器7的基准电压改变检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比。
如图11中所示，在平均(电场强度)电场中，当检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比等于0.4时，可允许的频移的带宽是最窄的带宽，而当这一个比选择为0.4时，可允许的频移的带宽是最宽的带宽。换句话说，通过将检波信号的输出电压幅值与LSB判别电平之比设置为0.6-0.7的量级，频带特性可以保持更好状态。
控制电路4根据经过电场强度输入单元输入的电场强度信息PS和由CPU10提供的经过控制条件输入单元输入的控制条件信息PC控制检波器5和数据比较器7。这时，同时考虑在图10中所示的重叠特性和图11中所示的频带特性，确定可以构成与高/低电场强度相对应的最佳设定值的控制条件信息PC，然后提供到控制电路4。例如当在低电场强度的情况下和在高于或等于平均电场强度的电场强度的情况下改变设定值时，可以切换检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比。或者可以在按照最高优先权选择重叠特性和频带特性之一时，确定控制条件信息PC。作为这种控制操作的结果，即使在任何一种电场强度下，可以按照最佳数值设置检波器5的输出电压幅值和数据比较器7的基准电压。
在控制检波信号的电压幅值与LSB判别电平之比的情况下，不仅在固定检波器5的输出电压幅值的同时，响应于基准电压改变数据比较器7中采用的基准电压，而且，相反地在固定数据比较器7的基准电压的同时，改变检波器5的输出电压幅值。或者，可以改变输出电压幅值和基准电压两者，总之都可以达到相似的效果。
如果在控制电路4中采用用于存储控制条件信息PC的这样一种存储部件，则控制条件信息PC不再由CPU 10输送。因此，可以按照简单的方式进行控制处理操作，及当输入电场强度信息PS时，可以实现高速响应。此外，由于利用硬件电路例如逻辑电路配置控制电路4可以进行高速处理操作，，而且与利用软件程序执行处理操作相比较，可以实现对于电场强度变化的高速响应。此外，可以通过在输入电场强度信息PS的同时，CPU 10根据控制条件信息PC选择/判别与电场强度相一致的控制条件，在此之后，向用于控制目的的控制电路4提供选择/判别的控制条件，来配置控制电路4。或者，当通过综合CPU 10、EEPROM11和控制电路4的各自功能可以形成一控制部件时，可以通过利用硬件处理电路或者利用软件处理电路配置这种集成的控制部件。
此外，当将适用于各使用区域的这些设定值作为控制条件信息PC存储在EEPROM11时，可以结合接收环境提供最佳控制条件信息PC。例如，可以按照重叠发生条件和在各个接收区域中的彼此不同的多路径改变设定值。此外，在一种不能确认发生重叠的区域中，可以按照最高优先权实现解调电路的频带特性的方式确定设定值。还应指出，可以响应于信号的传输速度切换控制条件信息PC。
正如前面所解释的，在平均电场强度和高电场强度电场下存在的重叠区域及多路径区域中的重叠特性和频带特性两者，根据检波器5的输出电压幅值、低通滤波器6和数字滤波器12的截止频率及在数据比较器7中采用的基准电压来改变。因而，确定这些控制条件的设定值，以便能够响应于电场强度在最佳工作条件下操作这一实施例中的解调电路。因此，在具有各种电场强度的区域中可以实现最佳解调操作。
第二实施方式图12是用于表示根据本发明的第二实施方式的无线接收装置的解调电路的方块示意图。第二实施方式的解调电路101对应于改变在第一实施方式的解调电路1采用的检波器5的后置级电路部分的一种结构示例。具体地说，当略去数字滤波器12时，通过取代其带通特性是固定的低通滤波器6而装设能够改变截止频率的低通滤波器26来配置这一解调电路。应当理解，在第一实施方式中所示的标号可以用于标注在第二实施方式中相同或相似的结构元部件。
在这种电路配置中，在检波器5中对FSK-调制的IF信号SA进行频率/电压变换以构成检测信号DE。此后，利用模拟低通滤波器26由这一检测信号DE中除去噪声分量。除去噪声分量的输出信号作为检波信号DG提供到数据比较器7。然后，由数据比较器7根据基准电压将检波信号DG变换为数字信号，由这一数字信号产生的数字解调信号输入到判别电路9。这时，控制电路4根据控制条件信息PC和输入电场强度信息PS控制检波器5的输出电压幅值、低通滤波器26的截止频率以及数据比较器7的基准电压。
在第二实施方式中，通过响应于电场强度改变低通滤波器26的截止频率控制滤波器部件的截止频率。还应当指出，响应于电场强度的检波器5和数据比较器7的控制操作与第一实施方式中的控制操作相似。在这种情况下，例如通过利用开关来切换低通滤波器26的电路常数改变带通特性。正如结合第一实施方式所解释的，当采用数字滤波器时，为控制滤波器特性仅在数字电路中进行这种数字处理操作(例如滤波器通/断和改变时钟频率)。因此，虽然可以易于进行电路设计，但需要复杂的电路配置。另一方面，在仅采用模拟低通滤波器构成的第二实施方式中能够控制滤波器特性的滤波器情况下，可以删去这一数字滤波器，可以使整个电路配置简单。然而，由于不能忽略在模拟电路中各元部件的特性的波动，要精心地进行电路设计。
此外，即使在这种与第一实施方式相似的第二实施方式中，也可以控制滤波器部件的截止频率，还可以选择每种电场强度下的检波信号电压幅值与LSB判别电平之比，以便响应于电场强度实现最佳工作设置条件。因而，即使当接收环境变化时，也可以维持较好的呼叫率特性并可以改善解调信号的差错率。
图13是用于表示配置有DSP(数字信号处理器)的一种改进的解调电路的方块示意图。在上面解释的按照第二实施方式的解调电路中，由于各个电路部分的功能可以通过这种DSP的软件处理操作执行，可以利用DSP配置整个解调电路。如图13中所示，通过采用电场电平检测功能单元51、检波功能单元52、控制功能单元53、LPF(低通滤波器)功能单元54、比较器功能单元55和判别功能单元56作为与各电路部分的功能相对应的功能组件来配置这种解调电路102。
在这种电路配置中，控制功能单元53响应于由电场强度检测功能单元51检测的电场强度信息和预设的控制条件信息，控制检波功能单元52、LPF(低通滤波器)功能单元54及比较器功能单元55的工作。这时，由于按照这样一种方式选择性地切换工作参数的设定值即对于该电场强度可以得到最佳工作条件，所以在低电场强度、平均电场强度和高电场强度条件下可以改善每一种电场强度下的呼叫率。此外，可以降低由判别功能单元56输出的数字解调信号的差错率。
此外，图14是用于表示一种改进的能够输出电场强度信息之比较器的结构示意图。作为输出电场强度信息之比较器，如图14的改进方案所示，可仅装设单一之比较器61取代在图1中所示的多个比较器，而且基准电压Vref也是可变的。在这种情况下，将输出作为电场强度信息PS的二值信息，它定义了由电场电平检测器2输出的RSSI信号的电压值是否高于基准电压Vref。与控制条件信息PC相似，可以根据使用区域的接收环境设置不同的基准电压Vref。因此，可实现对于电场强度更精确的控制。
还应当理解，在上面解释的第二实施方式的解调电路中采用4-值FSK调制信号。本发明并不仅仅局限于这种调制系统，而且还可适用于其它FSK调制系统，或者除此FSK调制系统之外的任何其它用在无线接收装置中的调制系统。即，当将模拟检波信号变换为NRZ之类的数字信号，并判别这种数字信号以便解调时，本发明可以按类似的方式应用于这样一种系统。
正如前面详细解释的，根据用于无线接收装置的解调电路和解调系统，输出通过对接收的调制信号检波得到的检波信号，由检波信号中除去噪声分量，然后，将这一检波信号与一预定基准电压相比较。因此，输出与调制信号对应的数字信号，于是，由这一数字信号得到解调信号。这时，利用调制信号检测接收信号的电场强度，解调电路方法响应于检测的接收信号的电场强度，至少控制检波信号电压幅值、基准电压和在除去噪声分量时采用的截止频率之一。因而，在例如寻呼机的无线接收装置中，利用本发明的解调电路/方法可以在各种电场强度下如低电场强度及高于或等于平均电场强度的电场强度下实现最佳解调操作。
对于截止频率，当电场强度低于预选的电场强度阈值时，控制截止频率使之降低，而当电场强度高于预选的电场强度阈值时，则提高截止频率。更具体地说，即使在高电场强度和平均电场强度条件下出现的接收性能恶化的重叠区域和多路径区域中，可以在最佳条件下进行解调操作。因此，也可以改善重叠特性，并使解调信号的差错率维持低之比率。因此，可以提高无线接收装置的接收性能。
权利要求
1.一种无线接收装置的解调电路，用于解调接收的调制信号以输出解调的信号，包含电场检测部件，用于根据所述调制信号检测接收信号的电场强度；检波部件，用于对所述调制信号检波以输出检波信号；滤波器部件，用于由所述接收信号中除去噪声分量；比较部件，用于将所述检波信号与预定基准电压相比较，以输出与所述调制信号对应的数字信号；及控制部件，用于对应所述电场检测部件检测的电场强度，至少控制所述检波部件输出的电压的幅值、在所述比较部件中采用的基准电压和所述滤波器部件的截止频率之一。
2.如权利要求1所述的无线接收装置的解调电路，其中所述检波部件包含一可变增益放大器；及所述控制部件通过控制所述可变增益放大器的放大倍数控制所述检波部件输出电压的幅值。
3.如权利要求1所述的无线接收装置的解调电路，其中所述控制部件响应于所述电场强度，至少控制所述检波部件的输出电压幅值和在所述检波部件中采用的基准电压之一，以便控制所述检波部件的输出电压幅值与在所述比较部件中采用的基准电压之比达到一预定值。
4.如权利要求1所述的无线接收装置的解调电路，其中通过包含一装设在所述比较部件前置级中的低通滤波器及一装设在所述比较部件后置级中的数字滤波器配置所述滤波器部件。
5.如权利要求4所述的无线接收装置的解调电路，其中所述控制部件响应于所述电场强度选择性地控制信号所述数字滤波器的通过或不通过。
6.如权利要求4所述的无线接收装置的解调电路，其中所述控制部件响应于所述电场强度控制输入到所述数字滤波器的时钟信号的频率。
7.如权利要求1所述的无线接收装置的解调电路，其中通过在所述比较部件前置级中装设一低通滤波器配置所述滤波器部件；及所述控制部件响应于所述电场强度控制所述低通滤波器的截止频率。
8.如权利要求1所述的无线接收装置的解调电路，其中所述解调电路还包含存储器部件，用于存储与多个所述输出电压幅值、多个所述基准电压和多个所述截止频率相关的控制条件信息，所述信息都是对应于所述电场强度设定的；及所述控制部件按照代表所述电场强度的电场强度信息和所述控制条件信息两者进行控制操作。
9.一种无线接收装置的解调方法，用于解调接收的调制信号以输出解调的信号，包含电场检测步骤，用于根据所述调制信号检测接收信号的电场强度；检波步骤，用于对所述调制信号检波以输出检波信号；除去噪声步骤，用于由所述接收信号中除去噪声分量；数字化步骤，用于将所述检波信号与预定基准电压相比较，以输出与所述调制信号对应的数字信号；及控制步骤，用于对应检测的电场强度，至少控制所述检波信号的电压幅值、基准电压和在所述除去噪声步骤中采用的截止频率之一。
10.如权利要求9所述的无线接收装置的解调方法，其中，在所述控制步骤中，响应于所述电场强度，至少控制所述检波信号的输出电压幅值和基准电压的至少其中之一，以便控制输出电压幅值与基准电压之比达到一预定值。
11.如权利要求9所述的无线接收装置的解调方法，其中在所述控制步骤中，当所述电场强度小于一预选阈值时，控制在所述除去噪声步骤中采用的截止频率使之低于当所述电场强度大于所述预选阈值时的相应截止频率。
全文摘要
一种无线接收装置中的解调电路1包含:电场电平检测器2、比较器3a－3n、检波器5、低通滤波器6、数字滤波器12和数据比较器7。这种解调电路1还包含控制电路4,用于按照电场强度信息PS和由EEPROM11存储并由CPU10提供的控制条件信息PC,控制在数字滤波器12采用的截止频率和检波器5的输出电压幅值,解调电路1还包含判别电路9,用于按预选的定时判别数字信号以产生解调信号。
文档编号H04L27/26GK1272035SQ00107008
公开日2000年11月1日 申请日期2000年4月24日 优先权日1999年4月22日
发明者松本英德, 桥ケ谷充彦 申请人:松下电器产业株式会社