专利名称：用超外差式锁相环路的定时信号恢复的制作方法
技术领域：
本技术领域为可重写的光学存储介质，更具体地为可重写的数字视盘。
背景在诸如数字视盘等光学存储设备上记录与读取数据需要定时信号恢复电路，该光存储设备可包含导频音或基准信号。这种基准信号的实例为光学记录盘上的纹槽路径中的摆频信号。
在光学数据存储设备中的跟踪或其它光检波器中抽取的原始摆频信号除了带其调制的要求的定时基准信号之外还包含来自主数据记录与再现功能的噪声与干扰及来自邻道的噪声与干扰。如果光学数据存储设备以恒定角速度的理想方式操作，则要恢复的定时基准信号的中心频率范围是宽的，大于一个倍频程，并通常是2.5至1。为了隔离定时基准信号与最小不稳定性，及解调该信号所携带的地址或其它信息，带锁相再生的滤波与同步检波能达到最佳性能。满足这些标准在至少一个所需的滤波器的相位线性度上施加了昂贵的制约。
概述恢复定时基准信号的电路包含一个超外差式锁相环路。该恢复电路避免了对具有大百分比带宽的相位线性滤波器的需求并允许将滤波器放置在要通过的中心频率基本上固定的恢复电路中的一个点上。这样构成的恢复电路还允许滤波器的带宽更窄并适合与定时恢复信号的调制特征匹配。这一进一步的结果导致到限幅器与相位检波器中的更好的信噪比，改进了该锁相环路的性能。
在一个实施例中，该恢复电路包含提供用于定时电路的基准信号的高频基准振荡器。将该基准信号应用在除以M级上，其中M指第一摆频周期的数据位数。在这一实施例中，M的值是固定的。将这样分隔的基准信号进一步应用在除以四级上以产生供在超外差式混频电路中混频的同相与正交相位信号。第二混频器的输出提供定时信号1/T。
在另一实施例中，提供更灵活的跟踪与控制并使用较低频率本机(基准)振荡器的定时恢复电路包含两个环路，环路A与环路B。环路A执行摆频信号的超外差式跟踪，并输出再生的摆频信号到环路B。环路B为生成主数据时钟频率1/T与信号4/T的合成器环路。环路B还生成可用作摆频定时输出的恢复的摆频信号1/MT。本定时恢复电路消除了可能产生多义性并从而需要同步的分频器级。
本定时恢复电路的另一优点为环路A与B是级联的但并不互相作用，从而能独立地调节它们的特征。固而本定时恢复电路的整个传输功能将是环路A与B的级联组合。例如，可将环路A设定成具有窄带宽来完成大多数需要的滤波。这时可给予环路B宽带宽以便于获得锁定。作为替代，可给予环路A与B类似的带宽将级联用于最佳滤波。由于环路A与B的独立布置，本定时恢复电路能与具有不同M值的光学存储设备一起工作。
详细描述当在诸如数字视盘等光学存储设备上记录与读取数据时，使用定时信号恢复电路。该光学存储设备在其上面的纹槽的路径中包含诸如摆频信号等基准信号。恢复电路包含超外差式锁相环路。该恢复电路避免对大百分比带宽的相位线性滤波器的需求并允许将滤波器放置在恢复电路中要通过的中心频率基本固定的点上。这样构成的恢复电路进一步允许滤波器的带宽较窄并裁剪成与定时恢复信号的调制特征匹配。这进一步导致到限幅器与相位检波器中的较佳信噪比，改进锁相环路的性能。
在一个实施例中，光学存储设备在匀角速度上旋转。结果，数据率在光学存储设备的半径上改变。对于典型的光学存储设备，从光学存储设备的内侧半径到外侧半径，数据率在大约2.5到1的范围上变化。为了在位率在2.5到1的范围上变化时恢复变化中的定时信号，在恢复电路中采用了锁相环路。如果能将滤波与同步必须在其上面工作的频率范围限制在窄的频率范围中，恢复电路所要求的滤波与同步更高效。为了允许窄频率范围，恢复电路包含超外差式环路。
图1示出包含超外差式锁相环路的定时信号恢复电路100。恢复电路100用于从包含摆频分量101(此后称作摆频信号)的模拟输入非归一化跟踪误差信号恢复定时信号1/T159。为了示例目的将摆频信号101示出为在0.8-2.0MHz上(2.5到1的变化)。信号101的频率表示进入信号的期望部分，而恢复电路100不限于处理限制在0.8到2.0MHz频带上的信号。
将摆频信号101作用在抗假低通滤波器(LPF)102上，后者滤去否则会与恢复电路100的其它分量混频的频率。然后将滤波后的摆频信号101作用在混频器104上。混频器104混入本机信号143，后者为了示例的目的在8.0与9.2MHz之间变化。混频器104生成和与差信号来产生频率基本上恒定的只带有导致频率改变的噪声与调制分量的上移10MHz信号105。然后将该10MHz信号105作用在定中在10MHz附近的带通滤波器106上。因为信号105基本上是恒定的，带通滤波器106可在非常窄的频率范围上工作以滤去噪声并通过期望的信号信息。可以根据噪声、跟踪、与信息考虑来确定频率范围的实际设定。频率范围越窄，排除的噪声越多。频率范围越宽，恢复电路100跟踪盘速度中的变化越容易。最终，频率范围必须宽到足以通过伴随摆频信号101的调制信息，因为调制包含盘寻址信息。
将滤波后的信号105作用在硬限幅器108上。硬限幅器108消除信号105中的幅度变化并将信号105从模拟信号转换成数字摆频信号109。将数字摆频信号109作用在异或门与相关的逻辑电路110与120上。异或门110与120执行类似于模拟混频器的混频功能。具体地，异或门(混频器)110接收10MHz正交相位信号121而异或门(混频器)120接收10MHz同相信号123。将10MHz信号121与123与数字摆频信号109“混频”并将得出的输出信号分别作用在线性相位LPF112与124上。同相信号123在混频器120上提供基准来解调包含在数字摆频信号109上的任何调制。从而，如在二进制移相键控中的情况，如果摆频信号101的相位是反相的，则在混频器120的输出上能感测到这种相位反相，并且混频器120的输出的极性将改变。
线性相位LPF滤波器112与124保持摆频信号调制的波形。LPF112的输出包含跟踪环路误差信号并将其作用在环路控制电路114上。环路控制电路114控制跟踪环路动态特征与带宽，并提供输出误差信号115给电压控制的振荡器130。在电压控制的振荡器130上，输出误差信号115控制来自电压控制的振荡器130的输出信号131的频率。
将输出信号131作用在除以M级上，并将输出信号131的频率除以M，其中M为摆频周期长度与轨迹上的数据位长度之间之比的测度，因此每一摆频周期具有M个数据位。在一个实施例中，对于特定的光学记录设备M的值是固定的。然后将分隔的输出信号作用在除以4级142上，并将输出信号的频率进一步除以4来产生本机信号143。然后将本机信号143作用在混频器104上。这一反馈确保作用在带通滤波器106上的信号105接近所希望的10MHz。
正交相位信号121与同相信号123是从本机振荡器116开始生成的，它提供1280 MHz输出信号117。将信号117作用在除以M级118上产生40MHz信号119。将40MHz信号119作用在除以4级122上产生正交相位信号121与同相信号123。
来自本机振荡器116的输出信号117还作用在混频器132上。混频器接收作为来自电压控制的振荡器130的输出信号的第二输入。然后混频器132提供输出信号给低通滤波器134。将LPF134的输出信号作用在缓冲器/放大器136上以生成4/T信号137。进一步将4/T信号137提供给除以4级158以产生所希望的定时信号1/T159。
返回到除以4级122，在混频器120中将同相信号123与数字摆频信号109混频，并将得出的输出信号作用在线性相位LPF124上以产生原始I信道信号125。也将同相信号123作用在混频器150上。对混频器150的第二输入为8.0与9.2MHz之间的信号143。混频器150产生和与差信号。混频器150的输出称作恢复的摆频信号(模拟)。将恢复的摆频信号作用在抗假LPF152上以便只选择从混频器150输出的差频率。然后将LPF152的输出作用在硬限幅器154上以产生数字恢复的摆频信号1/MT157。还将恢复的摆频信号1/MT157作用在同步电路156上。同步电路156控制除以4电路158的同步以便产生定时信号159。同步控制是必要的，因为在加电情况中，除以4级158能出现四种不同状态之一0-0、0-1、1-0、1-1。只有这四种状态之一对恢复的摆频信号1/MT157具有适当的相位关系。同步电路156取恢复的摆频信号1/MT157并强制除以4级158的相位对应于恢复的摆频信号1/MT157的相位。
图1中所示的恢复电路100允许使用窄带宽相位线性带通滤波器106。带通滤波器106的带宽只须复盖摆频信号的相对地窄的调制带宽。然而，恢复电路100需要高频本机(基准)振荡器，它具有用于非归一化摆频信号的有限的最大输入频率，及需要带有固定的M值的光学存储设备。
图2示出提供更灵活的跟踪与控制且使用较低频率的本机(基准)振荡器的电路200。电路200包含两个环路，环路A与环路B。环路A执行摆频信号201的超外差式跟踪，并将再生的摆频信号255输出到环路B。环路B为生成主数据时钟频率1/T271及信号4/T267的合成器环路。环路B还生成可用作摆频定时输出的恢复的摆频信号1/MT。电路200消除了可能产生多义性并从而需要同步的除法器级。
电路200的另一优点在于环路A与B是级联的但并不交互作用，允许独立地调节它们的特征。从而电路200的整体传输功能将是环路A与B的级联组合，例如，可将环路A设定为具有窄的带宽来完成大多数必要的滤波。然后给予环路B宽带宽以便获得锁定。作为替代，可给予环路A与B类似的带宽将级联用于最佳的滤波。由于环路A与B的独立布置，电路200能与具有不同M值的光学存储设备一起工作。
在电路200上接收的非归一化摆频信号201可从0.8到2.0MHz改变到3.2-8.0MHz(2.5对1)。将非归一化摆频信号201作用在抗假LPF202上。该LPF以类似于图1中所示的LPF102的方式工作。将LPF202的输出作用在混频器204上。混频器204还接收10.8到12.0MHz到13.2到18.0MHz上的信号253。混频器混频这两个信号以产生10MHz上的频移模拟输出信号205。将这一10MHz信号205作用在具有选择成通过基本信号及其调制分量的带宽的带通滤波器上。从而，可将带通滤波器206设计成具有相对地窄的带宽，使得高效滤波器的实现比宽带宽滤波器的情况容易得多。将带通滤波器206的滤波输出提供给硬限幅器208以提供数字恢复的摆频信号209。
将摆频信号209提供给正交相位混频器210与同相混频器220。如图2中所示，可作为异或门与相关逻辑电路实现混频器210与220。如果来自带通滤波器206的输入信号是以模拟格式提供的，混频器210与220也可作为模拟解调器实现。混频器210与220混频本机(基准)振荡器240提供的基准信号，本机振荡器提供40MHz信号241给除以4级222。除以4级222提供10MHz上的正交相位信号221及10MHz上的同相信号223。
将混频器210的输出提供给线性相位LPF224，混频器210的输出包含控制电压控制的振荡器230及调整电压控制的振荡器230与用于跟踪目的的必要信息。将线性相位LPF224的输出提供给costas解调器226。将混频器220的输出提供给线性相位LPF232，并将线性相位LPF232的输出提供给限幅器234以便提供数字输入控制信号给Costas解调器226。这一对Costas解调器226的输入是通过开关236提供的。也可选择开关236将选通脉冲信号237提供给Costas解调器226。
可将环路A转换成Costas解调器模式，如果将二进制移相键控用作摆频信号201上的调制手段这将是必要的。为了保持环路A跟踪通过二进制移相键控型调制，将数字化的原始I(同相)信道信息信号馈入Costas解调器226中。该Costas解调器作为倒相器工作，并在将误差信号馈送到环路控制228与电压控制的振荡器230之前倒转从正交相位混频器210出来的误差信号的相位。摆频信号的倒置考虑到当施加二进制移相键控时摆频信号的相位是倒置的这一事实。倒置之后，将摆频信号作用在环路控制228上，在其中将其用于控制电压控制的振荡器230。电压控制的振荡器230依次提供本机振荡器信号给混频器204。
在级联中将环路A的输出提供给合成器环路B。具体地，在混频器250中混频电压控制的振荡器230的输出与同相基准信号223。LPF232取这两个频率之差作为恢复的摆频信号。恢复的摆频信号不包含有可能在输入摆频信号上的幅度变化，但恢复的摆频信号具有Costas解调器226所跟踪的与通过LPF252的完全相同的频率特征。将LPF252的输出提供给硬限幅器254去产生数字信号255。合成器环路B提供1/MT信号273、定时信号1/T271及4/T信号267。分别包含LPF258、环路控制260、电压控制的振荡器B262及除以M与除以4级268与264的反馈环路提供环路B的控制与操纵。具体地，环路B跟踪频率1/MT上的摆频信号201，从而混频器256上存在的任何相位误差都进入环路B的环路控制260中的LPF258。电压控制的振荡器B262受到操纵，使得从电压控制的振荡器B262出来的频率，一旦被除以4及被除以M，便与同相输入信号255的频率匹配。
权利要求
1.一种供与可重写的光学存储设备一起使用的定时恢复电路(100)，包括接收包含摆频分量的非归一化跟踪误差信号(101)的第一混频器(104)；耦合在第一混频器上的带通滤波器(106)，该带通滤波器具有包含摆频分量的调制分量的带宽；耦合在带通滤波器上的第二混频器电路(110，120)，该第二混频器电路向第一混频器(104)提供基准输入(143)；以及对该第二混频器电路提供固定频率输入的固定基准频率电路(116，118)。
2.如权利要求1的定时恢复电路，其中该第二混频器电路包括正交相位混频器(110)；耦合在该正交相位混频器的输出端上的电压控制的振荡器(130)；以及同相混频器(120)，其中该正交相位混频器与该同相混频器接收固定频率基准输入，及其中该正交相位混频器操纵该电压控制的振荡器提供基准输入到第一混频器。
3.如权利要求2的定时恢复电路，其中该第二混频器电路还包括耦合在正交相位混频器上的线性相位低通滤波器(112)；以及耦合在该线性相位低通滤波器与该电压控制的振荡器(130)上的环路控制(114)。
4.如权利要求2的定时恢复电路，其中该第二混频器电路还包括耦合在正交相位混频器上的线性相位低通滤波器(224)；耦合在该线性相位低通滤波器上的Costas解调器(226)，其中该Costas解调器接收来自同相混频器的输出；以及耦合在该Costas解调器与该电压控制的振荡器上的环路控制(228)。
5.如权利要求2的定时恢复电路，其中该正交相位(110)与同相(120)混频器是异或(XOR)门。
6.如权利要求2的定时恢复电路，还包括耦合在电压控制的振荡器(130)与固定频率电路(116，118)上的第二混频器(132)，该第二混频器提供中间定时恢复信号；耦合在该第二混频器的输出端上的除以4级(158)；以及耦合在该除以4级上的同步电路(156)，其中该同步电路控制该除以4级的状态，及其中该除以4级产生定时恢复信号1/T(159)。
7.如权利要求2的定时恢复电路，还包括耦合在该电压控制的振荡器及固定频率电路上的合成器环路(B)，其中该合成器环路(B)提供定时信号1/T(271)。
8.如权利要求1的定时恢复电路，其中该固定频率电路包括本机除以4级(122)。
9.如权利要求8的定时恢复电路，其中该固定频率电路还包括除以M级(118)。
10.一种定时恢复电路(200)，包括接收包含摆频分量的跟踪误差信号(201)及提供包含调制分量的恢复的摆频信号的第一混频器(204)；控制电压控制的振荡器(230)以生成对第一混频器(204)的输入的超外差式锁相环路(A)；接收来自该第一混频器的输出的带通滤波器(206)，其中该带通滤波器的带宽包含恢复的摆频信号与调制分量的频率范围；以及产生定时信号1/T(271)的定时信号电路(B)。
全文摘要
一种用于恢复定时基准信号(271)的电路(200)。包含超外差式锁相环路(A)。该恢复电路免除了对大百分比带宽的相位线性滤波器的需求,并允许将滤波器(206)放置在恢复电路中要通过的中心频率基本上固定的点上。这样构成的恢复电路进一步允许滤波器的带宽较窄并裁剪成与定时恢复信号的调制特征匹配。这进一步导致到限幅器与相位检波器中的更佳信噪比,改进锁相环路(A)的性能。
文档编号H04L7/027GK1350296SQ01133950
公开日2002年5月22日 申请日期2001年8月17日 优先权日2000年10月20日
发明者M·C·菲舍尔 申请人:惠普公司