专利名称：利用粗模拟调谐的接收机结构及相关方法
技术领域：
本发明涉及高频传输的接收机结构，更具体地涉及卫星电视通信的机顶盒接收机结构。
背景技术：
通常，从大多数的观点看，集成电路最理想的接收机结构是通常是直接下变频(DDC)结构。但是，在实际中，有几个问题常常阻止实际设计使用DDC结构的集成电路实现。这些问题典型地包括来自DC偏移电压的噪声和来自位于集成电路上的基带电路1/f噪声。在移动应用中，比如具有蜂窝式电话的移动应用中，DC偏移电压是随时间变化的实体，这使得它的取消是非常困难的任务。在不关注移动性的其他应用中，比如具有卫星接收机的应用中，DC偏移电压不能存储和取消，比如通过使用外部存储电容器。但是，1/f噪声仍然是个问题，并且常常降低使用DDC结构的CMOS卫星调谐器。
传统的家庭卫星电视系统利用固定的碟形天线来接收卫星通信。在接收卫星信号之后，碟形天线电路发送卫星频谱信号到通常位置靠近电视的卫星接收机或机顶盒，观众希望通过电视观看卫星节目。这个卫星接收机使用接收路径电路来调用户选择的节目频道。遍及世界，发给机顶盒的卫星频道频谱通常被构造成包括在950MHz和2150MHz之间的32个转发器频道，每个转发器频道携带许多的不同节目频道。每个转发器典型地传输在一个载波信号上时间多路复用的多个节目频道。或者，多个节目频道可在每个转发器的输出内频率多路复用。考虑所有的转发器合起来，接收的节目频道总数典型超过300个节目频道。
机顶盒卫星接收机的传统结构包括低-中频(IF)结构和DDC结构。低-中频结构利用了两个混合频率。第一个混合频率被设计成是可变的频率，其被用于将所选择的卫星转发器频道混频到一预定的靠近DC的IF频率。并且第二个混合频率被设计成是低-中频频率，其被用于将卫星频谱混频到DC。直接下变频(DDC)结构利用单一一个混合频率。这个混合频率被设计成是一可变频率，其被用于将选择的卫星转发器频道直接混频到DC。
如上所指出的，DDC结构因其所提供的效率而是合乎需要的。但是，DDC结构有缺点，比如易于受DC噪声的影响、1/f噪声和I/Q路径不平衡。DDC结构也通常需要窄带PLL来提供混合频率，并且这种窄带PLL的实现典型地利用基于LC的电压控制振荡器(VCOs)。低中频结构和DDC结构类似，也需要利用这种具有基于LC的电压控制振荡器的窄带PLL。这种基于LC的电压控制振荡器常常难以在宽频率范围调谐，并且常常易于磁性拾取任何磁辐射的噪声。此外，由于选择的转发器频道的中心频率和DDC混频信号典型地在同一频率处或者其频率非常接近，所以出现干扰问题。为了解决这个干扰问题，某些系统实现的接收机的DDC混合频率是所需频率的两倍(或一半)，并且在混频器输入端，除法器(或倍频器)将DDC混合频率转换成所要的频率。此外，在希望两个调谐器处于同一集成电路上的情况下，两个DDC接收机以及两个低-IF接收机就倾向于彼此干扰，并且它们的VCO也倾向于彼此互锁，在每个调谐器选择的转发器频道靠近的情况下尤其如此。
发明内容
本发明提供了利用粗模拟调谐电路来提供在接收的频谱信号内，比如卫星通信的机顶盒信号频谱内，所需频道的初始模拟粗调谐的接收机结构及其相关的方法。这些结构，如以下的详细描述，提供了优于现有的直接下变频(DDC)结构和低中频(IF)结构的显著优点，在希望两个调谐器在同一集成电路上的情况下尤其如此。替代使用低中频或将所需的频道频率直接转换到DC的是，由模拟粗调谐电路提供的初始粗调谐允许转换到DC周围的频率范围。这个粗调谐电路，举例来说，可以通过利用提供粗调谐模拟混频信号的大步长本地振荡器(LO)来实现。一旦向下混频，所需频道即可随后通过数字化处理而被微调谐，比如通过使用宽带模拟数字转换器(ADC)或窄带可调谐带通ADC。因此，所公开的结构具有使用单个混合频率的效率，同时还避免了困扰DDC结构的干扰和噪声问题。
应指出，附图仅仅举例说明本发明的示例性实施例，且因此而不认为它们是对范围的限制，因为本发明可允许其他等效实施例。
图1A是一示例性卫星机顶盒环境的方框图，其中可利用本发明的接收机结构。
图1B是一示例性卫星机顶盒电路的方框图，其可包括本发明的接收机结构。
图1C是依据本发明的基本接收机结构的方框图，其利用了一个大步长本地振荡器。
图1D是一个粗调谐电路的实施例的方框图。
图1E是一个大步长本地振荡器的实施例的方框图。
图2A是示例性频道频谱信号的示意图，其中预定的频率槽跨越频道频谱。
图2B是示例性粗调谐信号频谱图。
图2C是示例性卫星信号频谱图，其中所需的频道重叠槽本地振荡器频率或槽到槽的边界。
图3是电视机顶盒的示例性32个频道卫星信号频谱的重叠的槽结构的实施例的示意图。
图4A和图4B所示为用于基本接收机结构的示例性实施例，其分别使用宽带模拟数字转换器和窄带可调谐带通模拟数字转换器。
图5A是位于一单个集成电路上的两个接收机结构的方框图。
图5B和图5C是用于在两个接收机之间共享单个本地振荡器频率的示例性实施例的流程图。
图6A和图6B是用于给卫星机顶盒接收机提供卫星碟型信号的示例性实施例的方框图。
图7A是使用宽带模拟数字转换器的本发明的接收机结构的双接收机实施方案的方框图。
图7B是使用复可调谐带通德尔塔-西格玛模拟数字转换器的本发明的接收机结构的双接收机实施方案的方框图。
图7C是用于转换负频率从而将复可调谐带通的所需调谐范围减少到正频率的示例性实施例的方框图。
图8A是调整关于图7B实施例中的复可调谐带通德尔塔-西格玛模拟数字转换器的调谐误差的实施例的方框图。
图8B是表示图8A中的信号校正的示意图。
图8C是在可调谐带通模拟数字转换器(主)和可调谐带通滤波器(从)之间的主-从调谐配置的方框图。
图9A所示是可在图7B的实施例中使用的数字下变频器与抽取器(decimator)的多级结构的方框图。
图9B是图9A所示结构的示例性各级的方框图。
图9C是一个图9A所示结构的示例性实施方案的方框图，其在非最后的各级利用固定抽取率而在最后一级则利用可变的抽取率。
图9D是确定在图9C所示非最后级实施方案中使用的因子(N)的示意图。
图9E是图9C所示的非最后级实施方案的示例性低通滤波器的响应图。
具体实施例方式
本发明提供了接收机结构及相关的方法，利用粗模拟调谐电路在所接收的频谱信号内提供所需频道的初始模拟粗调谐。在以下本发明的描述中，信号频谱主要是根据卫星转发器频道频谱来描述的；但是要注意，如果希望的话，本发明的接收机结构和方法可和其他系统所利用的其他频道信号频谱一起使用。
图1A是一示例性卫星机顶盒环境170的方框图，其中可利用本发明的接收机或调谐器结构100。在描述的实施例中，卫星机顶盒172从卫星碟型天线电路171接收输入信号频谱。卫星机顶盒172部分利用接收机/调谐器电路100处理这个信号频谱。来自卫星机顶盒172的输出然后提供给电视、录像机或用TV/VCR方框174表示的其他装置。
图1B是卫星机顶盒172的示例电路的方框图，其可包括本发明的接收机结构100。输入信号频谱107举例来说可以是介于950MHz和2150MHz之间的32个转发器频道，其中每个转发器频道携带多个不同的节目频道。这个信号频谱107可由接收机/调谐器100处理，以提供代表调谐转发器频道的数字基带输出信号112。这些输出信号112然后可由解调器180处理，解调器180能够在调谐转发器频道内调谐其中一个节目频道。来自解调器的输出信号181表示转发器频道内由接收机/调谐器100调谐的调谐节目频道，其然后可由前向纠错解码器182处理加以从而产生数字输出流。此数字输出流典型地是数据流，其由个人录影机(PVR)存储，以供日后使用和由用户观看，此数字输出流以PVR输出流188来表示。解码器182的输出，或者所存储的用PVR输入流192来表示的PVR数据，随后可由视频/音频处理电路184处理，视频/音频处理电路184可包括诸如MPEG解码器这样的处理电路。处理电路184的输出典型地是数字视频数据流，其表示节目频道，并且举例来说被用于画中画(PnP)操作，其中机顶盒电路172包括两个调谐器，以一个调谐器来提供主要的观看输入，而以第二个调谐器来提供PnP观看输入。处理电路184的输出，以及来自第二个调谐器的PnP输入流194(如果第二个调谐器被用于PnP操作的话)，可以由视频/音频控制器186来处理，从而产生视频输出信号176，该信号随后例如可被用于TV或VCR。如果需要，也可以使用附加的调谐器。
图1C是依据本发明的基本接收机结构100的方框图，其利用了大步长本地振荡器106。输入信号107，例如来自卫星碟型天线或者其他来源，被接收并且通过低噪声自动增益放大器(LNA)105。在此所描述的实施例中，假设输入信号107是包括多个频道的信号频谱，如在950MHz和2150MHz之间包括32个转发器频道的卫星电视信号。来自LNA 105的输出信号108初始是以模拟粗调谐电路102来调谐的，该调谐电路利用了大步长本地振荡器(LO)电路106所提供的本地振荡器混合频率(fLO)。大步长本地振荡器106还接收粗频道选择信号162。所得到的粗调谐信号110然后被送到数字微调谐电路104，其利用所需频道的中心频率(fCH)114来产生数字基带信号112。
图1D是粗调谐电路102的一个实施例的方框图。频道频谱信号108被发送给混频器122和124。希望来自混频器124的输出Q信号被来自混频器122的输出I信号的90度相移所偏移。为了提供这两个信号，可利用本地振荡器混合频率(fLO)116和一个双重作用的除2及正交偏移功能块(÷2/90°)126。本地振荡器混合频率(fLO)116在功能块126中被除以2，以提供混频信号125和127。功能块126也相对于送到混频器122的信号127，将送到混频器124的信号125延迟90度。混频器122将频道频谱信号108和信号1277混合，从而为粗调谐I/Q信号110提供同相信号(I)。并且混频器124将频道频谱信号108和信号127混合，从而为粗调谐I/Q信号110提供正交信号(Q)。因为双重作用的除2及正交偏移功能块(÷2/90°)126将使本地振荡器混合频率(fLO)116被2除，所以本地振荡器混合频率(fLO)116是混频器122和124的所需混合频率的两倍。还应该注意，如果需要的话，功能块116可被修改，以提供任何需要的频率分割，比如除以4操作，假设对本地振荡器混合频率(fLO)116进行相应的改变，而所希望的混合频率仍然由混频器122和124接收。还应该注意的是，功能块126可仅仅提供正交相移而不提供频率分割，从而除了两个信号125和127之间有90度相移之外，本地振荡器混合频率(fLO)116是直接由混频器122和124来使用的。
图1E是大步长本地振荡器106的一个实施例的方框图。依据本发明，大步长本地振荡器106被设计成在多个预定频率其中之一产生混频信号。基于频谱内希望被调谐的频道来选择输出LO频率。输出LO频率可以按需要来组织，并且是均匀或非均匀地间隔的。作为一个例子，输出LO频率可以是固定带宽，彼此间隔开，并且可涵盖整个输入频道频谱信号108。在所示实施例中，本地振荡器混合频率(fLO)116是使用锁相环(PLL)电路产生的。相位检测器152接收信号172和信号174，其中信号172代表参考频率(fREF)的分割形式，信号174表示输出频率(fLO)116的分割形式。例如，可使用晶体振荡器164产生参考频率(fREF)。晶体振荡器164的输出被提供给除以M功能块156以产生信号172。输出频率(fLO)116被提供给除以N功能块156以产生信号174。除法器156和除法器166是由大步长LO控制电路160控制的。基于粗频道选择信号162——该信号表示识别要被调谐的频道的信息，控制电路162设定除法器156和166以产生所需输出频率(fLO)116。基于除法器156和166的这些设定值，相位检测器122和受控振荡器154一起动作提供锁相环(PLL)电路，其试图将输出频率(fLO)116锁定到一选定的LO混合频率，如以下更详细描述的。
在操作中，相位检测器152给受控振荡器154提供控制输入153，以便控制受控振荡器154的输出频率。这个控制输入153的特性取决于被用来实施受控振荡器154的电路。例如，如果使用压控振荡器(VOC)，控制输入153便可包括一个或多个电压控制信号。如果电感电容谐振回路(LC-tank)振荡器结构被用于VCO，即可用一个或多个电压控制信号来控制VCO电路内的一个或多个可变电容。有利的是，本发明的大步长LO接收机结构允许使用不太精密的振荡器结构，比如基于电阻电容(RC)的振荡器结构。一种可使用的基于RC的振荡器结构是基于倒相器(inverter)的环形振荡器，其中每个倒相器级的延迟可以用一个或多个控制信号作为控制输入153来进行调整。因此请注意，可将各种各样的振荡器结构和关联的控制信号用于受控振荡器154和控制输入153。可用结构的这种广泛性部分地是起因于可与本发明的结构一起使用的PLL的宽带特性，这又导致输出相位噪声在更宽的频谱范围上跟踪参考振荡器的相位噪声，因此放松了所需的VCO相位噪声技术要求。
图2A是示例性频道频谱信号108的示意图，其中预定的频率槽涵盖频道频谱208。频道频谱可包括任何数量的不同频道，比如中心频率在fCH的频道206，并且频道频谱可跨越任何想要的频率范围。例如，关于卫星机顶盒接收机，频道频谱包括32个在950MHz和2150MHz之间的转发器频道。在所示实施例中，在频率f1和f2之间的频谱208已经被分成N个不同的槽(bins)，它们被表示为槽1、槽2、槽3…槽(N-1)、槽(N)。每个槽具有一单个预先选定的LO频率，其被表示为fLO1、fLO2、fLO3…fLO(N-1)、fLO(N)。如果所需频道206落入这个槽内，该槽的LO频率就可用作混频信号，以供将所需频道下变频成为围绕DC的频率范围。在所示实施例中，频道206落入槽3内且LO频率fLO3可被用作混频信号。此外，在所示实施例中，每个槽的宽度202已经被选择成是相同的，并且每个LO频率之间的宽度204已经被选择成是相同的。但应注意，频率槽的大小和LO频率可以是不均匀分布的，并且可以根据实施方案的要求而变化或修改。此外，可以每个槽使用多个LO频率，并且也可以依据所要的实施方案，使用不同数目的LO频率。
图2B是示例性粗调谐信号频谱110在其已经与LO频率fLO3混频之后的示意图。如图所示，频道频谱208已经被移动，所以频道206现在位于所得到的频率的中央，它等于频道中心频率(fCH)减去LO混合频率(fLO3)。频谱208类似地已经被下混频，所以频谱现在是介于频率f1-fLO3和f2-fLO3之间。
图2C是示例性卫星信号频谱208的示意图，其中所需的频道252重叠槽LO频率而所需的频道254重叠槽到槽边界。首先考虑频道254，其频道中心频率(fCH)被显示设定在槽(N-1)和槽(N)之间的边界的顶部。因此，可以使用槽(N-1)的LO频率fLO(N-1)，或槽(N)的LO频率fLO(N)，如以槽编号258来标识的箭头所示。现在考虑频道252，其频道中心频率(fCH)被显示设定在槽2的LO频率fLO2的顶部，频道252落入槽2中。如果槽2的LO频率fLO2被用于使频道252下混频，频道中心频率(fCH)就处于DC处，因而有效地导致频道252的直接下变频。依据本发明的结构，这是不希望有的结果。因此，在频道252重叠其落入的槽的LO频率的情况下，相邻槽的LO频率可被用作混合LO频率。因此如图所示，不是使用槽2的LO频率fLO2来下混频频道252，而是可以使用槽1的LO频率fLO1或槽3的LO频率fLO3，如以槽编号256来标识的箭头所示，因此就避免了直接下变频到DC。注意，依据所涉及的特定应用和设计标准，可利用许多条件中的任一个来决定使用哪个槽LO频率。
图3是电视机顶盒的示例性32个转发器频道卫星信号频谱的重叠槽结构的实施例300的示意图。特别的是，卫星转发器频道频谱208包括32个介于950MHz和2150MHz之间的转发器频道，其中每个频道大约37.5MHz宽。如图所示，频道308表示要被调谐的转发器频道，而单元306表示频道的宽度。按照实施例300的配置，有23个重叠的槽，表示为12个奇数槽320(槽1、槽3…槽23)和11个偶数槽321(槽2、槽4…槽22)。由单元304来表示的每个奇数槽320的宽度可被选择成是相同的。由单元302表示的每个偶数槽322的宽度可被选择成是相同的。并且宽度320和322可被选择成是相同的。如上所述，每个槽可配置为具有一与其关联的LO频率，该LO频率位于此槽的中央，由虚线如虚线308和310表示。在与每个连续的槽关联的LO频率之间的宽度，比如槽12和槽13的LO频率之间的宽度，可以和单元312所表示的宽度相同。因此，连续编号的槽的LO频率之间的宽度是槽的带宽的一半。例如，如果奇数和偶数槽的宽度302和304被设定为100MHz，连续编号的槽的LO频率之间的宽度或频率步长(frequency step)就变成为50MHz。
重叠槽结构，比如实施例300，通过提供冗余度和帮助分解其中心频率碰巧在两个槽之间的边界的频道，而有助于提高本发明的接收机结构的性能和效率。如以下将更详细讨论的，通常希望在单一一个集成电路中包括两个或更多个接收机，并且减小数字微调谐电路104必须在其中工作的频率范围。在为频道频谱选择槽的配置时，有利的是增加LO频率之间的频率步长，从而使来自处于一集成式多调谐器卫星接收机中的两个或更多个独立接收机的相邻LO频率被分隔得足够的远，以便避免彼此干扰。但是，同样有利的是减小LO频率之间的频率步长，以减小数字微调谐电路104必须在其中工作的频率范围，且对放松数字微调谐电路104的设计技术要求，举例来说，比如像对低通滤波器(LPF)电路和模拟数字转换电路(ADC)的设计技术要求。对于图3中的实施例300，当考虑在使频率步长最小化，同时仍然保持相邻的LO频率分隔开以免干扰这二者间达到平衡时，50MHz频率步长是针对频率步长的一个合理选择。还应注意到，10MHz频率步长也会是一个理想的频率步长。并且还要注意，根据所涉及的特殊设计要求，可选择其他频率步长或配置。
关于标准的卫星调谐器与950MHz和2150MHz之间的转发器频道信号频谱，本地振荡器的混合频率分辨率典型地是在100KHz范围上。因此，在频率步长被选择为10-50MHz或更高的情况下，由本发明的大步长振荡器所提供的粗调谐可提供比传统的分辨率高100倍或更高的频率步长。因为提供这些本地振荡器输出信号的PLL所具有的带宽典型地为频率步长的1/10，可预期传统PLL具有处于10KHz范围的带宽。相反，借助于本发明的大步长本地振荡器，PLL的带宽就很可能在1至5MHz或更高的量级，这取决于为粗调谐频率步长选择的分辨率。应注意，这些数字是作为例子提供的，且不应被认为是限制本发明的。在此所讨论的粗模拟调谐和微数字调谐结构可应用于广泛范围的用途，并且不局限于这些示例性实施例、频率范围或带宽。
参看图3中的频道308，其位于频道频谱内，所以它重叠槽2的LO频率以及槽1与槽2的边界，这两个槽都被设计成位于约1050MHz处。如同上面关于图2的讨论，LO混合频率fLO1不会被用于避免将频道308直接下变频到DC。反之，槽1的LO混合频率fLO1或槽3的LO混合频率fLO3能够被用于使频道308向下混频。注意，通过使频率槽重叠，可使用更靠近于所需频道308的中心频率的LO频率。例如，如果在实施例300中仅仅设置非重叠的偶数编号的槽322，下一个相邻的LO混合频率就会是槽4的LO混合频率fLO4，其与槽2的LO混合频率fLO2的距离为100MHz，而不是槽1与槽2、及槽2与槽3的LO频率之间的50MHz频率步长。如上所述，图3中的重叠槽结构有助于分解边界或槽内频道，并且有助于减小调谐信号的带宽，因此就降低了抗混淆滤波器的带宽要求，并且降低了对可在数字微调谐电路中使用的ADC电路的采样速率的要求。注意，通过扩展非重叠的槽数量来减小相邻的LO频率之间的频率步长，可取得类似重叠槽方案的结果。但是重叠槽结构的一个附加好处是已经指定一个以上的槽覆盖相同的频率范围，因此提供了理想的冗余水平。
图4A和图4B是基本接收机结构的示例性实施例，其分别对数字微调谐电路104使用了宽带模拟数字转换器(ADC)，和对数字微调谐电路104使用了窄带可调谐带通模拟数字转换器(ADC)。特别的是，图4A中的实施例400利用了宽带ADC 402，其接收粗调谐信号110并提供数字输出给可调谐数字滤波器404，该滤波器然后输出数字基带信号112。为了微调谐信号110内的所需频道，可调谐数字滤波器404利用可变的频率(fV)406，该频率例如由数控振荡器(NCO)408产生，数控振荡器408然后接收所需频道的中心频率(fCH)114。图4B中的实施例利用窄带(复或实)可调谐带通ADC 452，其接收粗调谐信号110并提供数字输出给可调谐数字滤波器454。为了针对所需的频道调谐数字输出，窄带带通ADC利用了所需频道的中心频率(fCH)114。所需频道的附加调谐是由可调谐数字滤波器454提供的，该滤波器利用了可变频率(fV)456，该频率例如由数控振荡器(NCO)458产生，数控振荡器458然后接收所需频道的中心频率(fCH)114。应注意，用于提供粗调谐频道频谱的微调谐的这些实施方案不将所需频道向下混频到一固定的目标IF频率，并且不使所需频道混频到DC。相反，这些实施方案使用模拟粗调谐电路102来将所需的频道向下混频到一可变位置，该可变位置在一定频率范围内围绕DC，然后这些实施方案在这个粗调谐的频道频谱上直接执行数字转换和数字滤波。
图5A是一实施例500的方框图，用于处在一单个集成电路上的双接收机结构。基本上这个实施例500复制了图1C中的电路，从而产生一种双接收机结构。第一个接收机包括模拟粗调谐电路102A、大步长LO1电路106A(此电路输出第一LO混合频率fLO1116A)以及数字微调谐电路104A(此电路接收要调谐的第一所需频道的第一中心频率(fCH1)114A)。如上面讨论的，第一个接收机粗调谐输入频道频谱108A，从而产生中间粗调谐频道信号110A，然后数字化处理这个信号以微调谐该频道，并且产生对应于第一调谐器输出112A的数字基带信号。类似地，第二个接收机包括模拟粗调谐电路102B、大步长LO2电路106B(此电路输出第二LO混合频率fLO2116B)以及数字微调谐电路104B(此电路接收要调谐的第二所需频道的第二中心频率(fCH2)114B)。第二个接收机粗调谐输入频道频谱108AB，从而产生中间粗调谐频道信号110B，然后数字化处理这个信号以微调谐该频道，以产生对应于第二调谐器输出112B的数字基带信号。应注意，在此所讨论的这两个调谐器实施例是示例性的多调谐器卫星接收机的实施例，并且本发明的结构可被用于在一单个集成电路内整合附加的接收机。
因为在图5A的实施例300中的单个集成电路上有两个本地振荡器，所以可能能够选择相同的LO混合频率来让这两个接收机中的每一个使用，使得fLO1＝fLO2。在这种情况下，除非这两个频率能够精确匹配，否则它们可能相互干扰。作为对这个问题的一种解决方案，可以实施双接收机结构，使得在这两个接收机实际上都选择使用相同的LO混合频率的情况下(fLO1＝fLO2)，两个接收机共享单一一个LO混合频率。在图5A所示的实施例500中，设置有开关502，因此接收机能够在这样的情况下共享第一LO混合频率(fLO1)。但是，仍然存在的一个问题是如何阻止第二大步长LO2电路106B试图输出干扰混合频率。对于这个问题，可能的解决方案包括(1)关闭第二接收路径并共享第一调谐器输出；(2)关闭第二大步长LO2电路106B并共享第一LO混合频率(fLO1)——例如使用受控开关502，如图5A所示；或者(3)共享第一LO混合频率(fLO1)，并且还使得大步长LO2电路106B移动到一个非干扰的LO混合频率(fLO2)，此非干扰的LO混合频率在第一LO混合频率(fLO1)被共享时是不被使用的。还要注意的是，如果需要，为了解决在第二LO混合频率与第一LO混合频率会重叠的状况下的问题，可以实施其他技术和解决方案。还要注意的是，本发明的结构可被用来在一单个集成电路内整合附加的接收机。例如，如果利用四个调谐器，附加的接收机电路可与图5A所示的电路整合，从而为第三个接收机提供附加的模拟粗调谐电路、数字微调谐电路和LO电路，并且为第四个接收机提供附加的模拟粗调谐电路、数字微调谐电路和LO电路。如上面所讨论的，关于多接收机，可对不同的LO电路所提供的LO频率实施各种选择技术，从而能够避免LO混合频率的干扰重叠。
图5B和图5C是在两个接收机之间共享一单个本地振荡器频率的情况下，用于处理第二个LO频率的以上前两种解决方案的示例性实施的流程图。在图5B的实施例520中，判定框522确定两个选定LO混合频率是否相同(fLO1＝fLO2)。如果答案是“是”，随后就在方框526中使第一LO混合频率(fLO1)被共享，并使第二本地振荡器电路(LO2)被断电和关闭。如果答案是“否”，随后在方框524中，每个LO电路都工作，并且第一LO混合频率(fLO1)不共享。在图5C的实施例540中，判定框522类似地确定两个选定LO混合频率是否相同(fLO1＝fLO2)。并且同样地，如果答案是“否”，随后在方框524中每个LO电路都工作，并且第一LO混合频率(fLO1)不共享。如果答案是“是”，随后在方框528中第一调谐器输出112A被共享，并且整个第二接收机路径电路被断电和关闭。
图6A和图6B是给卫星机顶盒双接收机结构提供卫星碟型信号的示例性实施例的方框图。在图6A中，有来自卫星碟型信号的单个输入信号107。这个输入的卫星频谱信号107是由LNA 105接收的，并随后被分成两个信号108A和108B，以给两个接收机路径各自提供输入。在图6B中，有两个信号107A和107B进入卫星碟型天线。这些输入信号107A和107B随后被两个独立的LNA 105A和LNA 105B所接收。LNA 105A为第一接收机路径提供输出信号108A，而LNA 105B为第二接收机路径提供输出信号108B。注意关于图6A中的实施例600，图5B和图5C的两种解决方案都是可用的。但是，对于图6B的实施例650来说，图5C的解决方案可能是不可用的，因为两个输入卫星转发器频道频谱108A和108B可能是不同的，且因此对于第二接收机电路的输出来说，共享第一调谐器输出112A可能导致误差。
图7A是使用宽带模拟数字转换器的本发明的接收机结构的双接收机实施方案的方框图，上述接收机结构例如为上面参考图4A所讨论的接收机结构。在实施例750中，由LNA 105来接收输入信号107，并且LNA 105提供两个输入频道频谱信号108A和108B给两个接收机路径。第一接收机路径包括混频器122A和124A、90度相移功能块126A、及大步长LO1电路106A，它们一起输出复I/Q信号，复I/Q信号是经过粗调谐的频道频谱信号。这些复I/Q信号然后由低通滤波器752A、宽带ADC 754A和数字正交混频器及频道选择滤波器756A处理。采样时钟(fCLK)760被提供给宽带ADC 754A，以及数字正交混频器及频道选择滤波器756A。为了微调谐所需的频道，数字正交混频器及频道选择滤波器756A利用由数控振荡器(NCO)408A所产生的可变频率(fV1)，数控振荡器(NCO)408A依次接收第一个所需频道的中心频率(fCH1)114A。第一接收机路径输出正交I/Q基带信号758A作为第一调谐器输出。第二接收机路径复制第一接收机路径，并且包括混频器122B和124B、90度相移功能块126B、大步长LO2电路106B、低通滤波器752B、宽带ADC 754B和数字正交混频器及频道选择滤波器756B。和第一接收机路径一样，采样时钟(fCLK)760被提供给宽带ADC 754B，以及数字正交混频器及频道选择滤波器756B。为了微调谐所需的频道，数字正交混频器及频道选择滤波器756B利用由数控振荡器(NCO)408B产生的可变频率(fV2)，数控振荡器(NCO)408B依次接收第二个所需频道的中心频率(fCH2)114B。注意，实施例750也可具有附加的电路，用于处理第一和第二LO混合频率(fLO1，fLO2)之间的重叠，如上面参考图5A-5C和图6A-6B所作的讨论。
图7B是使用复可调谐带通德尔塔-西格玛模拟数字转换器的本发明的接收机结构的双接收机实施方案的方框图，其中接收机结构例如为上面参考图4B所讨论的接收机结构。在实施例700中，输入信号107由LNA 105所接收，并且LNA 105提供两个输入频道频谱信号108A和108B给两个接收机路径。第一接收机路径包括混频器122A和124A、90度相移功能块126A和大步长LO1电路106A，它们一起输出复I/Q信号，复I/Q信号是经过粗调谐的频道频谱信号708I和708Q。这些复I/Q信号随后由输出710I和710Q的复可调谐带通滤波器702A、输出712I和712Q的复可调谐带通德尔塔-西格玛(Δ∑)ADC704A、及数字下变频器与抽取器706A进行处理。采样时钟(fCLK)705被提供给复可调谐带通Δ∑ADC 704A及数字下变频器与抽取器706A。为数字化处理和调谐所需频道，复可调谐带通滤波器702A和复可调谐带通Δ∑ADC 704A接收第一个所需频道的中心频率(fCH1)114A。为进一步微调谐所需频道，数字下变频器与抽取器706A利用由数控振荡器(NCO)458A所产生的可变频率(fV2)，数控振荡器(NCO)408A依次接收中心频率(fCH1)114A。第一接收机路径输出正交I/Q基带信号714I和714Q作为第一调谐器输出。第二接收机路径复制第一接收机路径，并且包括混频器122B和124B、90度相移功能块126B、大步长LO2电路106B、复可调谐带通滤波器702B、复可调谐带通Δ∑ADC704B、及数字下变频器与抽取器706B。和第一接收机路径一样，采样时钟(fCLK)705被提供给复可调谐带通Δ∑ADC 704B以及数字下变频器与抽取器706B。为了数字化处理和调谐所需的频道，复可调谐带通滤波器702B和复可调谐Δ∑ADC 704B接收第二个所需频道的中心频率(fCH2)114B。为了进一步微调谐所需的频道，数字下变频器与抽取器706B利用数控振荡器(NCO)458B产生的可变频率(fV2)，数控振荡器(NCO)408B依次接收中心频率(fCH2)114B。注意，实施例750也可具有附加的电路，用于处理第一和第二LO混合频率(fLO1，fLO2)之间的重叠，如上面参考图5A-5C和图6A-6B所讨论的。
应注意，关于图7A和图7B的实施例，ADC 754A/ADC 754B的所需带宽以及ADC 704A/ADC 704B的调谐范围能够被限制为正频率，如果希望这样的话。负频率能够通过对滤波器102A/B和752A/B应用Q路径信号的复共轭来调谐。因此这个负频率转换电路能够被置于实施例700和750中的混频器124A/B之后。这种预处理有利地限制了由ADC 704A/ADC 704B完成的复模拟处理所需的处理范围。
图7C提供了一个示例性实施例，其用于转换负频率，从而将复可调谐带通Δ∑ADC 704A/B所需的调谐范围减小到正频率。如图所示，复可调谐带通Δ∑ADC 704A/B所接收的I和Q路径信号首先由复共轭转换器770处理。在所示实施例中，I路径信号通过复共轭转换器770并且被提供给复可调谐带通Δ∑ADC 704A/B。Q路径信号被接到多路复用器(MUX)774的“0”输入端。Q路径信号也被接到增益级772(增益为-1)，增益级772随之提供一输出端，此输出端连接到MUX774的“1”输入端。被用来控制MUX 774的共轭信号(CONJ SIGNAL)是复可调谐带通Δ∑ADC 704A/B所使用的中心频率(fCH)114A/B。如上所述，通过使用这个复共轭转换器来处理I和Q路径信号，复可调谐带通Δ∑ADC 704A/B就能够有利地被限制在正调谐范围，因此减小了对复可调谐带通Δ∑ADC 704A/B的带宽要求。还要注意，对于全微分设计，增益级772的-1增益能够通过交换两个单端的正信号和负信号来相对简单地实现，在这种全微分设计中所述正信号和负信号可由增益级772接收。
图8A和图8B分别是方框图和响应图，它们描述一实施例，其用于校准和处理在接收机内的带通德尔塔-西格玛转换器中，如图7B内的可调谐带通Δ-∑ADC 704A/B中的调谐误差。这个实施例利用这样的结果未正确调谐的德尔塔-西格玛转换器通常会在接收机的最后输出中产生大量的噪声。
首先参看图8A，其为一方框图，描述用于根据接收机内的带通德尔塔-西格玛转换器校准调谐误差的实施例800，该转换器例如为图7B的实施例中的复可调谐带通德尔塔-西格玛模拟数字转换器。此实施例800检测接收机输出中的能量，并且提供调谐偏移信号(ωSET)，其调整可调谐带通Δ-∑ADC704从而校正在其中心频率中的误差。类似图7B中的实施例700，实施例800也包括一可调谐带通滤波器702及一数字下变频器与抽取器706，数字下变频器与抽取器706自身包括一数字正交混频器806及一频道选择低通滤波器(LPF)808。输出基带I/Q信号714被发送给能量检测器810，该检测器确定输出信号中的噪声。能量检测器810将输出提供给自动调谐控制电路812。自动调谐控制电路812接着提供调谐偏移信号(ωSET)给可调谐带通Δ-∑ADC 704。并且自动调谐控制电路812也发送自动调谐控制信号816给多路复用器(MUX)802。多路复用器802在频道频谱I/Q信号708和地之间选择，并且输出信号804给可调谐带通滤波器702。在操作中，如果Δ∑ADC704失谐，则输出基带I/Q信号714中的噪声将会增加。因此，通过调整调谐偏移信号(ωSET)814来减少这个噪声和使之达到最小，就可以调谐或校准Δ∑ADC 704，以补偿Δ∑ADC 704中的调谐误差。
图8B是一个表示图8A中的信号校正的示意图。在噪声水平表示850中，响应线852表示Δ∑ADC 704的调谐响应。频道854表示一所需频道，该频道位于频道中心频率(ω0)处。Δ∑ADC 704是理想调谐的，所以其陷波(notch)落在频道中心频率(ω0)上；但是，如图所示，Δ∑ADC 704的陷波位于第一频率(ω1)处。在频道中心频率(ω0)的理想陷波位置和在第一频率(ω1)的实际陷波位置之间的差别代表对Δ∑ADC 704进行调谐时的误差量(ωERROR)。如线856所表示的，调谐偏移信号(ωSET)起移动Δ∑ADC 704的陷波的作用，以使得它与频道中心频率(ω0)更紧密地对齐。如图8B所示，所需频道854的中心频率(ω0)与Δ∑ADC 704的陷波偏离。在操作中，数字正交混频器806会将Δ∑ADC 704的失谐输出乘以指数(-jω0n)，因此导致在所需输出频道854中的显著噪声——频道854是由频道选择LPF 808来选择和调谐的。因此，由于Δ∑ADC 704中的调谐误差(ωERROR)，在输出714处的噪声将比该误差被调整得接近于0的情况下大得多。
如上所述，图8A和图8B的技术利用了这一认识一个未被正确调谐的德尔塔-西格玛转换器陷波会在由频道选择滤波808所调谐的频道中产生大量噪声。在所示实施例的自动调谐过程中，借助于通过MUX 802来选择接地，对Δ∑ADC 704的输入可被强迫为0。然后通过调整调谐偏移信号(ωSET)814，并因此而调整调谐误差(ωERROR)，就能够最小化输出能量。一旦发现最小值，自动调谐或校准即可结束，并且可通过将MUX 802的选择变为输入频道频谱I/Q信号708，来进行正常的操作。注意自动调谐算法可利用调谐偏移信号(ωSET)814的30-60个离散设定值来实施，从而使自动调谐算法能够非常快速地执行。此外，自动调谐算法可在每次选择不同频道的时候执行。并且这种自动调谐的过程和实施也可被用来校准位于Δ∑ADC 704前面的带通滤波器，比如可调谐带通滤波器702。在此情况下，如以下参考图8C所作的讨论，如果需要的话，可以利用一种主-从方案，从而用类似的(或匹配的)复积分器来构造滤波器，该复积分器如同∑ADC 704的电路所使用的复积分器。还要注意的是，提供给驱动∑ADC 704和数字正交混频器806的采样的装置的时钟可被用作一个准确的时间参考，用于自动调谐实施方案。
图8C是在一可调谐带通模拟数字转换器(主)和一可调谐带通滤波器(从)之间的主从调谐配置的方框图。通常，典型地是通过以类似于或相当于第一电路的电路构建模块，来构建第二电路，从而实现基于第一电路(主)的第二电路(从)的主从调谐的。然后可以通过反馈方法来微调谐第一电路的构建模块。由反馈方法导出的控制(或偏移)信号不是仅被用于第一电路，而使也被用于第二电路。因为第二电路不是这个反馈操作的一部分，所以第二电路可以用相似性(或匹配)的概念来调谐。在此情况下，第二电路被称为从电路，而在反馈操作中所涉及的第一电路被称为主电路。通常，被选择作为主电路的电路具有对反馈方法来说可合理修改的拓扑，而被选择作为从电路的电路通常对反馈操作来说是不可修改的。主从调谐实施方案的一个典型例子是通过使滤波器成为具有相同积分器的振荡器的从属，来对其进行微调谐。
返回参看图8C，所示实施例利用可调谐带通Δ∑ADC 704作为主调谐电路，其允许可调谐带通滤波器702的微调谐，滤波器702是从电路。为了实现这一主从方案，举例来说，可调谐带通Δ∑ADC 704可用复积分器来构建，上述复积分器与用于滤波器702的相同或类似。在操作中，某个反馈操作是在可调谐带通Δ-∑ADC 704的输出712上实施的，且产生一主反馈信号876。此主反馈信号876被施加到调谐控制电路812，该电路接着提供主调谐信号814给可调谐带通Δ∑ADC704。这种反馈操作例如可以是上面参考图8A和8B所讨论的能量检测方案。此外，主调谐信号814可以是调谐偏移信号(ωSET)814，并且对可调谐带通滤波器702的输入信号可以是输入信号804，如上面参考图8A和8B所讨论的。一旦反馈操作和调谐控制电路已经调谐可调谐带通Δ∑ADC 704，主调谐信号814便通过相似性(或匹配)被施加给可调谐带通滤波器702，作为匹配的从调谐信号878。
图9A至图9E是方框图和信号图，它们描述图7B的数字下变频器与抽取器706A/706B。这些实施方案利用多级数字混频和下变频，将带通Δ∑ADC 704A/704B的输出712带给基带I/Q信号。例如，带通Δ∑ADC 704A/704B的输出712可以是复1比特数字信号，该信号在Fs处采样，其中量化噪声的形状被设计成具有最小值，该最小值的中心位于所需频道的中心频率(ω0)处。多级实施方案以递增方式滤波和抽取这个信号，从而减少每级的设计要求。
图9A是可用于图7B的实施例700中的数字下变频器与抽取器706的多级结构900的方框图。来自带通Δ∑ADC 704的输入712由一系列串联的级处理，所示的这些级包括STAGE1 910A、STAGE2 910B…STAGE(N)910C。每一级给下一级提供输出，如从STAGE1 910A到STAGE2910B的信号905和从STAGE(N-1)到STAGE(N)910C的信号982所表示的。应注意，如果希望的话，910A、910B…910C这些级(STAGE1，STAGE2…STAGE(N))可以全部用类似的电路来实施。
图9B是图9A所示多级结构内的各910级的示例性电路的方框图。在所示的级实施例中，级输入是由混频器906接收的，混频器906数字化地将级输入和混频信号912进行混频。所产生的信号被通过低通滤波器(LPF)902转送。如果需要的话，此LPF 902可以是可调谐的，并且可以用调谐信号911来调谐此可调谐的LPF 902。LPF 902的输出然后由抽取器904抽取下来，以提供级输出。如果需要，抽取器904可以具有一固定抽取率，或者也可具有可变的抽取率(除以M)，该抽取率是由抽取率选择器信号915控制的。来自各910级的输出信号然后被发送给下一级。例如，如果此级是STAGE1910A，对该级的输入信号就是来自Δ∑ADC 704的信号712，并且输出信号就是由STAGE2910B所接收的信号905。注意，在每个级中，数字混频信号912和抽取器904的抽取率的值是可以按需要根据选定的频谱分段策略来选择的。
图9C、图9D和图9E描述图9A所示的多级结构的一示例性实施方案，其利用了多个相同或类似的不处于最后的级，其后有一最后级，此最后级将信号下变频到所希望的或最优的信号处理率。
首先参看图9C，其为一方框图，展示图9A中的结构的一示例性实施方案950，其在不处于最后的级中利用固定抽取率，而在最后级中利用可变的抽取率。在此实施例950中，固定抽取率的各级，或不可调谐的各级，包括一个或多个串联的级。图中所示有两个示例性的不处于最后的、不可调谐的级，也就是STAGE1 910A和STAGE2 910B。STAGE1 910A接收输入信号712，并在给下一级提供输出信号之前，用混频器906A、LPF 902A和减半(down-by-two)抽取器904A对其进行处理。STAGE2 910B使用相同或类似的结构，并且在给下一级提供输出信号之前，用混频器906B、LPF 902BA和减半(down-by-two)抽取器904B处理来自STAGE1 910A的信号。在所示实施例中，混频器906A、906B将它们各自的输入信号与混频信号912A、912B进行混频，而且每级一所使用的这些混频信号912A、912B…是由以下公式表示的指数(exp)[j(2π/N)n]，其中N＝{±1，±2，±4}，且n表示时间顺序号。此外如图9C所示，每个级可使用不同的指数源作为混频信号，其中每个混频信号使用一个不同的N，比如混频信号912A是N1，混频信号912B是N2，等等，其中N1，N2，…＝{±1，±2，±4}。如下面参考图9D所进一步讨论的，对于图9C中的每个不可调谐级，该级的数字混频器906可以被配置成用混频信号来对该级的输入进行数字混频，此混频信号选自多个预定的混频信号，上述多个预定的混频信号被选择，为的是减少用于数字混频的计算的复杂性。此外，为某一特定级选择的混频信号(如在本实施例中确定的用于级910A的N1、用于级910B的N2等等)可以与该级的输入信号内的频道中心频率的位置相关，从而旋转输入信号的频谱，以使所需频道落入希望要的频率范围。
对于最后级980，来自倒数第二级的输入信号982首先由混频器992处理，该混频器使信号982与混频信号992数字混频，混频信号992由公式exp[jω1n]表示，其中“ω1”表示所需频道的频率，“n”表示时间顺序号。如果需要的话，所得到的混频信号然后被发送给LPF 986。如果是可调谐的，便可利用调谐信号994来调谐LPF 986。来自LPF 986的输出然后被可变的抽取器988抽取(除以R)。抽取率选择信号990给可变的抽取器988提供了控制信号，以确定它的抽取率。所得到的输出信号714为图7B中的实施例700提供输出基带I/Q信号。
图9D是基于所需频道的频率位置(ω)，确定在图9C的非最后级实施方案中使用的因子(N)的示意图。频率范围952、954、956、958和960代表各种范围，在这些范围中所需的频道可能位于带通Δ∑ADC704的输出内。取决于所需的频道落入的频率范围，“N”的值可以被设定为描述混频信号912的方程的一个特定值。由范围952所表示的区域A，从-π/4跨越到π/4，并且使用N＝1。由范围954所表示的区域B，从π/4跨越到3π/4，并且使用N＝-4。由范围956所表示的区域C，从-3π/4跨越到-π/4，并且使用N＝4。由范围958所表示的区域D，从3π/4跨越到π，并且使用N＝-2。由范围960表示的区域E，从-π/4跨越到-3π/4，并且使用N＝2。有利的是，对于这一实施方案，必须发生在数字混频器906中的数字相乘是相对不重要的N＝±1exp[j2πn]＝…1，1，1，1，…N＝±2exp[±jπn]＝…1，-1，1，-1，…N＝+4exp[j(π/2)n]＝…1，j，1，-j，…N＝-4exp[-j(π/2)n]＝…1，j，1，-j，…在操作中，所需的频道将位于由区域A、B、C、D和E所限定的频率范围中某处。由于频道的位置是已知的，所以“N”的值可以被设定为适当的值，从而如上所述，在数字混频器906中的相乘之后，频谱被旋转并且所需的频道在区域A内。
图9E是一示例性低通滤波器902的响应图，该滤波器用于图9C中的不处于最后的级的实施方案。线970代表LPF 902的相关响应，其取决于所需频道的频率位置(ω)。间隙972代表LPF 902的阻带衰减。
在操作中，参考图9C、9D和9E所描述的多级实施方案950使用多个非最后的串联级，其中每个级包括一数字混频器，以便为了使信号中心位于ω＝0附近而乘以Δ∑ADC 704的输出，并且每个级将混频器输出施加到低通滤波器与减半抽取器。最后级被设计为具有可变抽取率，所以要调谐的频道最后被抽取为基带率。有利的是，通过将数字混频分到多个级之内，这个实施方案减少了在最高采样率处的能量需求，减小了数字混频器所需的分辨率，并且减少了包括最后级在内的每个级的复杂性。
根据本说明书，本发明的进一步修改和替代实施例对于本领域技术人员来说是显而易见的。因此，可以认识到，本发明不限于这些示例性配置。相应地，本说明书仅被撰写用于示例性司说明，且目的在于指导本领域技术人员实施本发明的方式。应理解的是，在此所展示和描述的本发明的形式应作为目前的优选实施例。可在所公开的实施方案和结构中进行各种改变。例如，等同的单元可替换这里所说明和描述的那些单元，并且本发明的某些特征可独立于其他特征使用，在利用本发明的说明书之后，所有这些对于本领域技术人员来说是显而易见的。
权利要求
1.一种调谐信号频谱内至少一个频道的方法，包括接收一信号频谱，其包括一频率范围内的多个频道；接收一选择信号，其标识要调谐的至少一个所需频道；根据所述所需频道在所述信号频谱内的位置，选择多个粗调谐模拟混频信号其中之一；用所选择的粗调谐模拟混频信号混频所述信号频谱，以产生一粗调谐信号频谱，所述粗调谐信号频谱被下混频到处于围绕DC的频率范围内的一可变位置，该可变位置取决于所选择的粗调谐信号频谱和所述所需频道；和数字化处理所述粗调谐信号频谱，以微调谐所述所需频道，并为该所需频道产生数字基带信号。
2.如权利要求1所述的方法，其中所述信号频谱包括来自卫星通信的频道信号频谱，该卫星频道信号频谱包括多个转发器频道，其中每个转发器频道包括多个节目频道。
3.如权利要求1所述的方法，进一步包括将所述信号频谱的频率范围分成多个频率槽，并使至少一个粗调谐模拟混频信号与每个频率槽关联。
4.如权利要求3所述的方法，其中所述选择步骤包括确定所述所需频道落入哪个槽内，并选择与该槽关联的所述模拟混频信号。
5.如权利要求4所述的方法，其中所述选择步骤进一步包括如果所述所需频道重叠与其中落入所述所需频道的所述槽关联的所述模拟混频信号，即选择一不同的模拟混频信号。
6.如权利要求3所述的方法，进一步包括将所述频率槽组织成第一组非重叠的频率槽和第二组非重叠的频率槽，其中所述第一组槽重叠所述第二组槽。
7.如权利要求1所述的方法，其中所述数字化处理步骤包括使用一宽带模拟数字转换器来将所述粗调谐信号频谱转换到数字信号，并使用一可调谐数字滤波器来调谐所述所需频道。
8.如权利要求1所述的方法，其中所述数字化处理步骤包括使用一窄带可调谐带通模拟数字转换器来调谐所述所需频道，并将所述粗调谐信号频谱转换到数字信号，且使用可调谐数字滤波器来进一步调谐所述所需频道。
9.如权利要求1所述的方法，进一步包括在包括第一接收机电路和第二接收机电路的单个集成电路上设置至少两个调谐器，所述第一和第二接收机电路被配置成同时工作；利用第一接收机电路，接收包括在一频率范围内的多个频道的第一信号频谱，并且执行权利要求1所述的接收、选择、混频和数字化处理步骤；和利用第二接收机电路接收包括在一频率范围内的多个频道的第二信号频谱；接收选择信号，其标识识别要调谐的第二所需频道；根据所述第二所需频道在所述信号频谱内的位置，选择多个第二粗调谐模拟混频信号其中之一，将所述第二信号频谱与第二粗调谐模拟混频信号混频，以产生第二粗调谐信号频谱，所述第二粗调谐信号频谱被下混频到处于围绕DC的频率范围内的一可变位置，且该可变位置取决于所选择的所述粗调谐信号频谱和所述所需频道；和数字化处理所述粗调谐信号频谱，以微调谐所述第二所需频道，并产生表示所述第二所需频道的数字基带信号；和同时提供所述第一所需频道的数字基带信号以及所述第二所需频道的数字基带信号作为来自所述第一和第二接收机电路的输出。
10.如权利要求9所述的方法，进一步包括对于所述第一和第二接收机电路中的每一个，将所述信号频谱的频率范围分成多个频率槽，并使至少一个粗调谐模拟混频信号与每个频率槽关联。
11.如权利要求10所述的方法，进一步包括如果所述第一和第二模拟混频信号将会相互干扰，即共享所述第一模拟混频信号。
12.如权利要求9所述的方法，其中对所述第一和第二接收机电路的数字化处理步骤各自包括使用宽带模拟数字转换器来将所述粗调谐信号频谱转换到数字信号，且使用可调谐数字滤波器来调谐所述所需频道。
13.如权利要求9所述的方法，其中所述第一和第二接收机电路的数字化处理步骤各自包括使用一窄带可调谐带通模拟数字转换器来调谐所述所需频道且将所述粗调谐信号频谱转换到数字信号，及使用一可调谐数字滤波器来进一步调谐所述所需频道。
14.如权利要求9所述的方法，其中所述第一和第二信号频谱包括卫星频道信号频谱，所述卫星频道信号频谱包括多个转发器频道，其中每个转发器频道包括多个节目频道，且其中所述第一接收机电路调谐第一转发器频道，而所述第二接收机电路调谐第二转发器频道。
15.如权利要求14所述的方法，其中所述第一和第二信号频谱是相同的。
16.如权利要求14所述的方法，进一步包括解调所述第一调谐转发器频道，以调谐所述第一调谐转发器频道内的第一节目频道，并解调所述第二调谐转发器频道，以调谐所述第二调谐转发器频道内的第二节目频道。
17.如权利要求16所述的方法，进一步包括利用被调谐的所述第二节目频道来为个人录像机操作提供数据流。
18.如权利要求16所述的方法，进一步包括利用被调谐的所述第二节目频道来为画中画操作提供数据流。
19.一种用于调谐信号频谱内的至少一个频道的接收机，包括本地振荡器(LO)电路，其以一频道选择信号作为输入，且以一粗调谐模拟混频信号作为输出，所述输出混频信号是根据要调谐的所需频道而从多个预定输出混频信号中选择的；模拟粗调谐电路，其以所述粗调谐模拟混频信号作为输入，且以一信号频谱作为输入，该信号频谱包括一频率范围内的多个频道，且所述模拟粗调谐电路被配置成使用所述粗调谐模拟混频信号来输出一粗调谐信号频谱，该粗调谐信号频谱被下混频到围绕DC的频率范围内的一可变位置，并且该可变位置取决于所选择的粗调谐信号频谱和所述所需频道；和数字微调谐电路，其以所述粗调谐信号频谱作为输入，且以所述所需频道的数字基带信号作为输出。
20.如权利要求19所述的接收机，其中所述信号频谱包括一来自卫星通信的频道信号频谱，该卫星频道信号频谱包括多个转发器频道，其中每个转发器频道包括多个节目频道。
21.如权利要求19所述的接收机，其中所述信号频谱的频率范围被组织成多个频率槽，且其中至少一个粗调谐模拟混频信号与每个频率槽关联。
22.如权利要求21所述的接收机，其中被所述本地振荡器电路选择用于输出的所述模拟混频信号是与所述所需频道落入的所述槽关联的模拟混频信号。
23.如权利要求22所述的接收机，其中如果所述所需频道重叠与其中落入所述所需频道的所述槽关联的所述模拟混频信号，即由所述本地振荡器选择一不同的模拟混频信号。
24.如权利要求21所述的接收机，其中所述频率槽被配置成第一组非重叠的频率槽和第二组非重叠的频率槽，其中所述第一组槽重叠所述第二组槽。
25.如权利要求19所述的接收机，其中所述数字微调谐电路包括一宽带模拟数字转换器，其以所述粗调谐信号频谱作为输入且以数字信号作为输出；并进一步包括一可调谐数字滤波器，用以调谐所述所需频道。
26.如权利要求19所述的接收机，其中所述数字微调谐电路包括一窄带可调谐带通模拟数字转换器，其被配置用以调谐所述所需频道，及将所述粗调谐信号频谱转换到数字信号；并且还包括一可调谐数字滤波器，用以进一步调谐所述所需频道。
27.如权利要求19所述的接收机，其中所述本地振荡器电路包括锁相环(PLL)电路，其包括一相位检测器和一受控振荡器；所述相位检测器接收表示参考频率的第一信号，接收表示所述受控振荡器的输出的第二信号，且产生至少一个控制信号，以调整所述受控振荡器的输出频率。
28.如权利要求27所述的接收机，其中所述本地振荡器电路还包括控制电路，其被配置用以接收一频道选择信号并且控制除法器电路；该除法器电路基于所述参考频率和所述受控振荡器的输出的分开版本，而对所述相位检测器提供所述第一和第二信号；所述控制电路选择由所述锁相环电路输出的所述粗调谐模拟混频信号。
29.如权利要求27所述的接收机，其中所述受控振荡器利用一基于RC的谐振结构。
30.一种用单个集成电路上的多调谐器接收机电路来调谐多个频道的多调谐器接收机系统，包括如权利要求19所述的第一接收机电路，其位于一集成电路内，所述第一接收机电路被配置用以接收第一信号频谱，且利用第一模拟混频信号；和如权利要求19所述的第二接收机电路，其位于同一所述集成电路内，所述第二接收机电路被配置用以接收第二信号频谱，且利用第二模拟混频信号。
31.如权利要求30所述的多调谐器接收机系统，其中对于所述第一和第二接收机电路中的每一个，所述信号频谱的频率范围是组织成多个频率槽的，且其中至少一个粗调谐模拟混频信号与每个频率槽关联。
32.如权利要求31所述的多调谐器接收机系统，进一步包括对于所述第一和第二接收机电路中的每一个，由所述本地振荡器电路所选择用于输出的所述模拟混频信号是一模拟混频信号，该模拟混频信号与所述所需频道落入的所述槽关联。
33.如权利要求32所述的多调谐器接收机系统，其中对于所述第一和第二接收机电路中的每一个，如果所述所需频道重叠与其中落入所述所需频道的所述槽关联的所述模拟混频信号，即选择一不同的模拟混频信号。
34.如权利要求31所述的多调谐器接收机系统，其中如果所述第一和第二模拟混频信号将可能相互干扰，则所述第一模拟混频信号即由所述第二接收机电路共享。
35.如权利要求30所述的多调谐器接收机系统，其中所述第一和第二接收机电路的所述数字微调谐电路各自包括一宽带模拟数字转换器，该宽带模拟数字转换器以所述粗调谐信号频谱作为输入，且以数字信号作为输出；并且还包括一可调谐数字滤波器，其被配置用以调谐所述所需频道。
36.如权利要求30所述的多调谐器接收机系统，其中所述第一和第二接收机电路的所述数字微调谐电路各自包括一窄带可调谐带通模拟数字转换器，其被配置用以调谐所述所需频道，且将所述粗调谐信号频谱转换到数字信号；并且还包括一可调谐数字滤波器，用以进一步调谐所述所需频道。
37.如权利要求30所述的多调谐器接收机系统，其中所述第一和第二信号频谱包括卫星频道信号频谱，所述卫星频道信号频谱包括多个转发器频道，其中每个转发器频道包括多个节目频道；并且其中所述第一接收机电路调谐第一转发器频道，而所述第二接收机电路调谐第二转发器频道。
38.如权利要求37所述的多调谐器接收机系统，其中所述第一和第二信号频谱是相同的。
39.如权利要求37所述的多调谐器接收机系统，进一步包括第一解调器，其被连接用以接收来自所述第一接收机的、代表被调谐的所述第一转发器频道的一数字基带输出信号；所述第一解调器被配置用以调谐处于被调谐的所述第一转发器频道内的第一节目频道，且提供被调谐的所述第一节目频道作为输出；且所述多调谐器接收机系统进一步包括第二解调器，其被连接用以接收来自所述第二接收机的、代表被调谐的所述第二转发器频道的数字基带输出信号；所述第二解调器被配置用以调谐处于被调谐的所述第二转发器频道内的第二节目频道，且提供被调谐的所述第二节目频道作为输出。
40.如权利要求39所述的多调谐器接收机系统，其中被调谐的所述第二节目频道被用于为个人录像机操作提供数据流。
41.如权利要求39所述的多调谐器接收机系统，其中被调谐的所述第二节目频道被用于为画中画操作提供数据流。
全文摘要
本说明书公开了供接收的信号频谱内，如卫星通信的机顶盒信号频谱内，所需频道的初始模拟粗调谐的接收机结构及其相关方法。这些结构提供了优于现有的直接下变频(DDC)结构和低中频(IF)结构的显著优点，特别是在希望两个调谐器处于同一集成电路上的情况下。取代使用低中频或将所需的频道频率直接转换到DC的是，由模拟粗调谐电路提供的初始粗调谐允许转换到DC周围的频率范围。此粗调谐电路例如可通过利用提供粗调谐模拟混频信号的大步长本地振荡器(LO)实现。一旦向下混频，所需频道可随后通过数字化处理微调谐，如通过使用宽带模拟数字转换器(ADC)或窄带可调谐带通ADC。
文档编号H04N7/20GK1826811SQ200480010108
公开日2006年8月30日 申请日期2004年4月7日 优先权日2003年4月14日
发明者R·考尼-波尔-福特, A·W·克朗 申请人:硅实验室公司