专利名称：为解调接收信号确定接收信号频率的方法和电路装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种为了在正交调制方法的复相空间中对接收到的符号或信号分量进行解调而确定频率的方法。
正确确定频率，即载波频率，对于接收与正交信号对相关的数字信号的接收器或接收电路装置的同步来说是一个重要因素。符号以经过编码的形式表示一元或多元数字值。用正交信号对进行传输编码，其相当于一个指针，假定为特定时刻在正交信号对的笛卡尔幅值和相位空间内的离散位置。正交调幅(QAM)和相移键控(PSK)都是该类型的传输方法。
常规的接收数字信号的接收器中，使用由本地振荡器触发的复数乘法器或混频器将接收到的载波调制的QAM信号以精确的相位和频率混频到电路装置的基带内。电路装置通常有一个锁相环用于进程控制。数字处理过程中，锁相环可以在模数(A/D)转换之前或之后。对信号进行采样，用符号时钟周期或周期的倍数将其数字化，或者数字化时钟周期相对于所需的符号时钟周期是自运转的。这种情况下，信号通过一个纯数字采样率转换过程转换为符号时钟周期或周期的倍数。增益调节能够确保使用特定的调制范围，且接收到的信号精确地映射到符号判定级。自适应均衡器能够减少发送器、传输通路或者接收器的线性失真引起的符号间串扰。
在QAM或PSK信号的高阶解调器中，用于本地振荡器的频率和相位控制、增益控制、符号时钟周期恢复以及自适应均衡器的自动控制电路需要接收到的符号以及预定符号字母表中由判别级认为最有可能的符号元素。这种使用待判定信号的控制类型已知称为“判定反馈”控制。
因为现有技术中判定反馈控制已经耦合到数字解调器中，当用于将接收信号混入基带的本地振荡器的频率和相位控制还不稳定时，锁相过程就很困难。通常仅当特定频率和相位相对接近标称值时，才能成功锁相。
QAM或PSK信号的解调器通常使用相位控制，将接收信号和采样后的复信号在分配给符号的信号空间内比较它们的坐标。在复信号空间的I和Q方向经常使用等距判别阈值。坐标为符号标称值的接收信号相位点位于复I/Q平面的I/Q判定矩形的中点。
DE 36 19744中使用了极径和扇形域的方法，而不是正交判定域。EP 0 281 652中首先确定一组最邻近的极径，随后的步骤中根据所讨论的其中一条极径来确定最合适的相位角。美国专利5,741,508中使用了有限符号选择(简化星座图)的判定装置来避免高阶调制类型中的错误旋转。
现有方法中的相位捕获区域是非常小的，尤其对于高阶调制。但是除了当电路装置的载波相位控制被锁定的时候外，待判别的符号通常不正确，因此会对特定的符号计算出一个错误的旋转方向。如果所有校正信号的总和信号沿着相位偏差绘制，高阶调制方法中获得了不需要的零点，而这导致了锁定故障。
目前有许多方法可以放大捕获范围以及避免校正总和信号的错误零点。例如US5,741,508；EP 0571788；DE 36 19 744；DE 41 00 099；DE 44 10 607和DE 199 28 206，捕获范围总是从信号空间内符号的固定标称坐标点开始。没有特殊的逻辑测量手段不能扩展相位捕获范围，例如EP 0571788。
但是增加相位控制范围的所有方法仅对于校正接收信号和本地振荡器之间频差这一常见需求做了很小的改进，且没有根本上解决频率控制方法的需求。该频差表示了输入信号坐标系相对于电路装置的坐标系的旋转有持续变化的相偏。
如果必须校正频差，需要把载波控制的环路增益设置得很高，如果输入信号和本地振荡器之间没有相差时，就在正确通过零点之后捕获相位，并保持在仅当判定器作出正确或基本正确判定时很小的范围内(也即本地振荡器必须位于正确的频率和相位处)。但是自动控制环路所必需的稳定性限制了可能的环路增益。
因此需要有一种系统和方法，用更好的工作模式来确定在调制方法的复信号空间中对接收符号或信号分量进行解调时的接收信号频率。
发明内容
确定接收到的正交调制信号频率时，假设将接收到的频率控制信号与复信号空间中符号的标称位置作比较。为了更容易以及更精确地确定频差，具有优点的是确定至少两个接收到的信号值之间的角度作为接收角，并将该角度与正交调制方法中可能使用的相应标称位置间的角度，或者与标称角度进行比较，然后选择最接近的标称角。接收角和下一个最接近的标称角之间的角度差是测量输入信号和电路装置的本地振荡器之间频差的一个量度。
因此，该方法是基于考虑角度差，而不是接收信号值与固定标称符号之间的偏差。因此接收信号空间的瞬时角度位置是不相关的。其能够以任意所需形式相对于标称坐标系统倾斜，或者甚至在一定限制下旋转。使用这种方法在任意情况下都能在较大的频率捕获范围内产生适当的频率校正信号。捕获范围和捕获可靠性可进一步用级联测量方法来提高。
当然，可以持续改变给定数量的实测时钟周期的各个时钟周期，渐进地实现该过程。
确定持续接收信号值的接收角，并与相应的标称角进行比较。该方法可以是一个接一个地或者是以给定间隔对信号值进行顺序处理，从而识别出前一角度确定中在形成角度差方面的符号顺序，由于标称角的不同组合界定，使得该搜索方法更为可靠，搜索也更快。
级联方法使用Viterbi算法也可以对几个符号进行处理，并确定最有可能的新符号。
使用相关信号值的检测到的极径及其以标称极径来表示的坐标对于划定可能的标称角也是很有用的，因为只有这些符号在形成过程中依赖于特定的标称极径。可以利用接收信号的径向分量与频偏或相偏无关这一事实。从而能够确定正交调制方法中不同极径的区域内的信号角度，并与相应可能的标称角进行比较。
根据符号字母表中明确确定的极径也可以有利地确定信号值的角度。这能够防止错误连接到邻近极径的符号，例如64-QAM方法中的极径2-4。例如64QAM方法中优选使用第一和第六极径进行测量，因为这些极径不邻近，而且在相应符号间有较为合适的角度。
仅允许接收信号角与选定符号的位置域内的标称角相一致也是很有利的。这确保了仅有这些符号可用于角度确定，尤其能可靠地用于分析相邻符号、极径等等，以及角度关系。由此在选定标称符号位置的域内确定接收信号值的角度。
一种有利的方法中可以确定多个角度，进行比较，然后一起用于确定频偏，其优点是对频率测量进行了组合和/或迭代改进。为了避免错误判定以及由此产生的错误控制变量，优选使用的角度差小于特定标称角和邻近最可能的标称角之间角度差的一半。
测量接收角和标称角之间多个角度差通过迭代或取均值改进了频率测量。尤其能使用接收角和标称角之间逐渐测得的角度差作为传统频率控制方法的输入信号，或本地振荡器的传统相位控制的整体部分。
接收角和标称角之间的角度差或由多个角度差构成的增强值也可以用于本地振荡器的一次性频率校正，从而在随后的测量步骤中可以假定信号的频率已经被校正，所需的全部工作仅是进行调整，例如进一步优化或损耗补偿。
尤其在高阶调制方法中，几个符号可能在坐标系中有相同的位置角。而且不同的符号组合也能构成相同的标称差角。另一方面，如果确定标称角用于识别其中的符号，优选使用级联方法或上述接收信号值具有标称极径的坐标方法或者这两种方法的组合来消除这种不定性。因此识别出的符号可用于下一阶段。解调器使用这种方法工作，即使其频率和相位控制还没有被锁定。
具有优点的是，所有接收信号值的角度可以映射到复平面的一个象限内，以确定它们之间的角度。这减少了所需考虑的标称角的数量。
还具有优点的是，检查所考虑接收信号的区域用于公差区域和可能的标称符号位置，或者尤其是标称极径，从而在进一步分析中能消除接收信号的损耗，且测量不会受损耗影响。优选方法中接收信号值在公差区域内具有一组极径的坐标，这些极径可用于定义标称角的选择。
如果将测量角度差获得的用于识别符号的信息用于进一步处理这些符号，最好在仅在一个象限内的角度测量之后以及进一步信号处理之前，通过复信号的反向旋转，将其适当校正到正确的象限内。优选采用该方法来实现，其中仅在一个象限内的角度测量之后以及进一步信号处理之前，适当返回特定符号的标志或者该符号旋转返回到正确的象限内。
一旦初始的频差已经被充分校正，用于识别符号的角度差中提取出来的信息就可以将一个或多个符号的绝对角度用于相位控制。
本方法或相应的电路装置尤其适用于二进制或复数数字调制方法，例如PSK或QAM。这些调制方法常用于许多经由电缆、卫星以及有时基于陆地的新闻广播、电视以及数据服务。
如附图所示，本发明的这些目标、特征以及优点结合下列优选实施例的详细描述将更为明显。
图1是从数字化信号中确定符号的系统的示意框图，数字化信号耦合到调制方法的至少一个正交信号对，电路装置带有确定接收信号频率的设备；图2是选定符号间的角度关系在复平面上信号和符号位置的图解表示；图3是接收信号和符号之间可能的角度差作为角度函数的平面图；图4是频率确定方法的流程图；以及图5和6是频率或相位控制切换装置。
具体实施例方式
解调器1用于确定数字化信号sd、S中的符号Se，其耦合到调制方法的正交信号对，例如根据QAM标准，其包括多个单独分量。它们可以被单独设计或也可以作为积分电路的一部分。尤其是，下面描述的分量可以省略或用附加分量来补充，这取决于应用。同样也可以将信号作为实信号、复信号或单个复信号分量，这取决于应用和特殊电路装置。
解调器1从接收线路102上接收来自信号源2例如调频器的模拟信号。该模拟信号通常位于带宽受限的中频层，被送往模数转换器3，后者向线路104提供数字信号。该数字信号输入带通滤波器5，后者从数字信号中去除稳定分量和谐波失真，然后将带通滤波后的信号送往线路106。
线路106上带通滤波后的信号被输入到正交转换器6，后者将信号转换为基带信号。基带满足解调器1和所用调制方法的要求。正交转换器6分别提供了笛卡尔坐标系的同相信号以及正交信号分量I，Q。为了进行频率转换，正交转换器6通常有两个载波，由本地振荡器7提供，相位差为90°，其频率和相位受载波控制单元8控制。这些是相位耦合控制过程的主要部分。正交信号分量I，Q被送往低通滤波器9，后者衰减了谐波失真并限制了信号带宽，以便随后进行采样。因此滤波后的正交信号对I，Q或两个正交信号分量I，Q随后被送往符号采样设备10，后者有一个采样控制单元。通过输入端控制符号采样设备10，其中有采样信号ti。正常工作状态时符号采样次数ti固定为符号率1/T或其倍数，且通常固定为接收数字信号的精确相位的位置。低通滤波器9和符号采样设备10在A/D转换器3的采样值之间进行时间内插，插入符号率的一个时钟周期或其整数倍。
采样设备10的输出信号由一个具有奈奎斯特特征的低通滤波器11进行滤波，产生的信号输入到带有调节器19的反馈增益控制单元12。调节增益控制单元12能够最佳地利用符号判别单元15的调制范围。增益控制单元12的输出信号送往均衡器14，后者去除了两个正交信号对分量I，Q中的失真，并在线路108产生信号S。之后，符号判别单元15根据上述预备信号形成线路110上的符号Se。
线路110上的符号Se送往另一个数字信号处理设备16，随后线路108上的信号S和符号Se被直接或间接地送往解调器1中的自动控制电路或带有判别反馈的器件。由此符号Se被均衡器14、增益控制单元12、增益控制单元的调节器19、载波控制单元8以及符号采样设备10所使用。这些自动控制电路根据电路装置，以笛卡尔坐标或极坐标形式接收信号S或符号Se的两个正交信号分量I，Q。
增益控制单元12由增益调节器19驱动，后者接收的信号表示了极径比较器18测得的极径差ΔR。为了进行极径比较，极径比较器18在信号S送往符号判别单元之前接收线路108上的信号S，同时接收符号判别单元15内线路110上待决的符号Se。
因此增益控制单元12接收到了增益调节器19根据极径误差ΔR产生的增益因子V，且增益调节器19优选设置为比例积分(PI)调节器。
可选地，增益控制单元12可以利用存储器内的参考参数，比较输入信号和输出信号从而对自身进行调节。这种做法的优点是取消了极径比较器18和增益调节器19，或者可以部分集成到增益控制单元12内。而且，该装置能防止两个独立的控制过程成为自动控制回路的一部分，即增益控制单元12内的增益控制和均衡器14内的另一个自动控制过程。
信号S和符号Se输入到一个时间误差检测设备20。时间误差检测设备20确定时钟误差，通常称作定时误差Δt。定时误差Δt被送往采样设备调节器21，其优选设置为PI调节器。然后将产生的控制电压送往采样设备10，后者在输入信号转换成笛卡尔坐标I，Q之后对其采样。
而且信号S和符号Se输入到角度误差检测设备22，后者确定角度误差Δγ，其被载波控制单元8作为本地振荡器7激发的P和I分量。
载波控制单元8也接收到频偏Δf，以及最好还接收到一个切换信号U。切换信号U和频偏Δf由频率预备单元50提供。
频率预备单元50接收到笛卡尔复坐标空间I，Q中的接收到且预处理后的信号S。该信号由坐标转换器51转换成极坐标R，α，且极径分量被送往另一个符号判别单元52。该符号判别单元52输出极径分量Re，而坐标转换器51的角度分量α输入到存储器53，M。判别单元52判定的极径分量Re也输入到比较器55中。比较器55从存储器53接收到待判定的极径分量Re’和角度差分量Δα，即坐标转换器51的角度分量α和存储器M中角度分量α’之间的差。
在这个附加判别单元52中，对极径或极径组作出判别。可以选择通过所有极径，或者不通过任何极径。最后一个确定出的极径量值和最后确定出的角度或者最后几个确定出的极径量值和角度存储在存储器53内。
表格54内放置了符号字母表内相应的极径对之间所有可能的角度差，其设置成一个附加存储器或存储器53内的附加存储部分。因此表格54或存储器53的附加部分做为标称角和/或标称极径的预备装置。这些标称值，当前极径量值re，当前角度差Δβ，以及表示前一次从表格54取到比较器55中的极径量值re’。比较器55将标称符号相应的极径对之间所有可能的角度差与表格54内相应数值进行比较。比较器55将待判定的极径re，re’与表格54内re，re’的组合进行比较，寻找最相似的标称角度差Δβ作为确定或测量的实际角度差Δα。优点是能够实现跨越多个符号间隔的拱形判别。同样有利的是，当不确定性太高时(即高于或低于限定值)就拒绝该结果。输出频率误差或频偏Δf作为根据坐标转换器20测得的实际角度差Δα一方面与存储器53内以前存储值之间的角度差、另一方面与表格54中最可能的标称角度差Δβ之间的角度差之间的结果，因此频率误差Δf＝fSymbol·(Δα-Δβ)/2π。频率误差Δf被送往载波控制单元8。
优选将该频率误差Δf也输入到选线器56，后者监控频率误差Δf的大小。因为频率误差Δf通常开始时较大，频率误差Δf作为载波控制单元8的控制变量。一旦Δf变得非常小，优选是低于阈值时，使用通常和较熟悉的判别过程或角度误差检测设备22所得到的角度误差Δγ。
优选的载波控制单元8设置成PI调节器。根据一个实施例，选线器56的切换信号U在PI器件的输入端从频偏或频率误差Δf简单切换到角度误差Δγ。
图5所示的载波控制单元8的实施例中，选线器56的切换信号U送往此处的选线器81。选线器81在两个输入信号间切换，并将它们在乘法器82处相乘得到P分量，在乘法器83处相乘得到I分量。I乘法器83的输出信号被送入积分器84，后者的输出信号送往加法器85，加法器的第二个输入是P乘法器82的输出信号。加法器85的输出信号作为本地振荡器7的控制信号。
根据图6中的优选实施例，频偏或频率误差Δf等于或成正比于所确定的角度误差Δα-Δβ，其被直接送到载波控制单元8的I器件，并与单元自身系数F相乘。角度误差Δγ被同时送到I器件和P器件，并与I值或P值相乘。选线器56的切换信号U在开关181处，后者在第一次切换阶段在P乘积分量和空位置之间切换，且在第二次切换阶段在I乘积角度误差Δγ和频偏Δf乘以系数F之间切换。上述载波控制设备中，带有I分量的切换输出值依次送入积分器84，且由此到达加法器85，后者的第二个输入是切换后的P分量或零信号。其输出信号依次送往本地振荡器7。
为了控制电路装置1并使其提供基本时钟周期，除了其他运行必需的器件，其特别带有一个时钟发生器23和调节器C。
电路装置的转换设备6将数字信号转换到笛卡尔复空间I，Q以及转换器51转换成前述极坐标时，电路装置也可以用第一转换器已经将数字信号sd转换成带有极坐标α，R的复信号。如果电路装置其它相应分量用于适当处理笛卡尔坐标空间的复信号I，Q时，也可以省略坐标转换器51。
坐标转换器51中，笛卡尔坐标系中提供的复信号(即采样正交信号对I，Q)转换成极坐标R，α。因此，利用极坐标根据I＝R·cos(α)和I＝R·sin(α)，且根据关系式R=(I2+Q2)]]>和α＝arctan(Q/I)，可以构成极径分量R和角度分量α。
作为替代，也可以使用另一种类型的坐标转换器。数字信号处理时经常使用所谓的Cordic方法，其中转换仅使用加法和二进制乘法，其可以用二进制数简单的算术移位来实现。作为替代，其他类似方法或表格也是可行的。反向转换(即从极坐标分量R和α转换到正交分量I和Q)也可类似地使用Cordic转换器、表格或类似方法来完成。
在描述使用符号Se确定解调接收信号的频率或载波频率的方法之前，首先根据图2描述具有坐标x，y的笛卡尔复空间I，Q内的符号分布。极坐标空间内也示出了相应的坐标R，α。
正交信号对I，Q确定的笛卡尔坐标平面表示了64-QAM信号的符号Sxy，指示出了其在一个象限内相应的位置。对应特定笛卡尔坐标的指数x，y用来确定理想采样中的符号。同时还画出了九个圆Ka，Kb，Kc，...，Ki，圆上的符号Sxy按照64-QAM方法的规则排列。各个圆Ka，Kb，Kc的极径值分别是Ra＝1.41；Rb＝3.16以及Rc＝4.24，均是从坐标原点计算。为了根据符号的极坐标R，α确定符号Sxy，需要特定的角度分量α。例如符号S11和S33是45°，而S13和S31是71.7°和18.3°。极坐标的计算在上述电路装置的坐标转换器51内完成。考虑各个符号之间的角度关系时，转换成极坐标是非常有用的。
例如图2显示了笛卡尔坐标系内标称位置S11和S57上的两个标称符号S1和S2。从原点到这些标称位置绘制了直线。直线之间的角度给出了标称角∠(Sxy，Sx′y′)。
存储器54内存储的表格(图1)中，列出了不同符号的所有可能标称位置之间的标称角∠(Sxy，Sx′y′)，(例如∠(S1，S2))。具有优点的是，各个符号的坐标也具有关于设置有符号的极径Ra，Rb，...Ri的信息。作为一个很大的包含标称角所有可能角度组合的表格的替代形式，当然也可以指示所有标称位置的位置角度信息，这样通过简单地形成差值就能测量任何给定组合的标称角。
下面描述的方法中，假定固定符号S1，S2之间存在固定的角度差∠(S1，S2)。接收信号空间相对于标称符号的坐标系的瞬时角度位置可认为是不相关的，因为即使在接收信号空间内，各个接收信号值之间的角度关系与标称符号之间的标称角有相同的比率。因此两个接收信号值P1和P2的位置之间的接收角∠(P1，P2)以最高的概率对应于两个相应符号S1，S2之间相应的标称角∠(Sxy，Sxy)，其与此时接收信号的空间位置无关。
因为使用的不是绝对角度位置，而仅使用了两个接收信号值P1，P2之间的角度差∠(P1，P2)和两个相应符号S1，S2之间的标称角∠(S1，S2)，为载波频率产生一个适当的频率校正信号，会有一个非常大的捕获范围。图2中为了区分接收信号P1，P2，用虚线画出相应的直线。
例如根据表格条目，当标称角∠(S1，S2)和(∠(S11，S57))是9.5°时，但是测量到的接收信号值P1和P2之间的角度(∠(P1，P2))是12°。考虑到目前64-QAM调制方法的可能角度关系，对于不同的角度∠(P1，P2)的公差范围内也有其他可能的符号组合。例如，符号S11和符号S3或S35之间的标称角∠(S1，S3)或∠(S11，S35)是14°。如实例所示，在公差范围内，仍不能绝对确定地将接收信号值P1和P2的角度∠(P1，P2)分配给一个标称角。
具有优点的是，当坐标概率不是充分确定时，可以将接收信号值P1和P2的极径R作为另一个判别标准。使用极径Ra，Rb，...，Ri，表格清楚地显示出信号P2的坐标是符号S57或符号S75。同时使用角度差∠(P1，P2)和P2的极径仅允许符号S57作为(S1，S2)对的第二部分，因此标称差角∠(S11，S57)是9.5度，角度差达到12度-9.5度＝+2.5度。该角度差是整圆的比率，并乘以符号频率fSymbol，就是接收载波和电路装置1的本地振荡7间的频偏，即Δf＝2.5度/360度*fSymbol。
如图2所示，第二接收信号值P2没有精确地位于标称极径上。因此建议在各个标称极径周围设置公差范围，假设接收信号属于该标称极径上的符号。在这种情况下，为了比较所测量到的不同角度，需要减少所考虑的不同标称角的数量。公差范围可设置成距邻近标称极径的距离的一半具有特殊的优点，并在该位置处确定了一个判别边界。可以构成一个固定或可变的极径差，例如为了适应接收条件，而且在较大和较小极径的方向上也可能不同。形成的公差范围也会重叠，这意味着需要更多的标称角度差用于判别。通过评估也排除了靠近邻近极径的信号值或其他在评估中不确定的信号值。而且作为高阶调制方法下的另一个约束条件，建议仅在特定的公差角度差内实现该方法。
确定了频偏Δf之后，能够将第二接收信号值P2直接校正到正确信号值P2*的正确位置。比较器55内也能够继续使用已确定的频偏Δf，从而把该频偏Δf从开始作为后续处理步骤的校正量值。
因为使用接收信号角和相应符号的标称角之间的角度差取决于复平面上的象限，可以有利地将所有接收信号旋转到复平面的一个象限内，例如接收符号P1*，把位置角映射到0°和90°之间的区域内或-90°和+90°之间的区域上相应的角度差。
因此不能直接把接收到的复信号判定为字母表内的一个符号，而是首先确定符号字母表内对每个信号值可能出现的标称极径。然后确定两个直接连续或空间分离的信号值P1，P2，角度∠(P1，P2)。为了该角度，优选考虑可能的极径坐标，将所有出现的标称角∠(S1，S2)进行比较，例如在能够为第一信号值P1和第二信号值P2的极径产生任何给定的标称点组合。从表格中对一个标称角∠(S1，S2)进行判别之后，例如最靠近测量角∠(P1，P2)的角度，识别出接收符号和相应的信号值P1和P2，这与相位空间的瞬时位置无关。
不同接收信号对的角度∠(P1，P2)与最相似的标称角∠(S1，S2)的角度差可能是相同的，且给出了直接测量频偏的方法，如图3清楚所示。实际符号或标称符号的绝对角度位置是不相关的。图3显示了16QAM系统中所有极径上象限内的点之间所有可能的角度∠(S1，S2)的映射图。该映射图是在角度域的频率分布，用度表示。实线还表示标称坐标系中相应位置，而虚线表示旋转后接收坐标系内的接收角∠(P1，P2)。标称角对应于0°分别是-63.4°，-53.1°，-36.9°，-26.6°，0°，26.6°，36.9°，53.1°和63.4°，90°。接收信号P1和P2的采样测量角∠(P1，P2)很明显具有31°的角度。本实例中，26°的标称角包括在用于预选的可能极径集内。借助于该图表，也即用于随后的频率校正中的算术图表，能够很容易地确定出26.6°的标称角∠(S1，S2)和接收信号值P1，P2的31°测量角∠(P1，P2)之间的角度差4.4°。如果需要考虑连续测量的几个角度差，为了求平均或不考虑单个奇异值，也可以取平均或选择一个角度差。此外，还需要考虑不同测量信号对的特定角度和坐标标称符号对的相应角度之间的角度差。
同时也要考虑单个角度测量用于连续配对的关系，例如使用常用的Viterbi算法。其甚至对于高频频偏或者判别过程中包括了几个邻近极径时都能产生正确的结果。当频差非常大时，可能会发生将测量角分配给错误的标称角的错误判别，因此两个符号之间的坐标系的旋转是取决于同一极径Rh上两个邻近符号S2，S2*的角度差的数量级。
由此获得的角度判别也能够识别所包含的或者可能在预处理中插入的符号Se，尤其是级联判别时要考虑多个测量角或判别所包含的极径信息。因此，处理顺序或相应的算法导致了相位同步过程中已经进行了解调或符号确定，不需要首先实现频率校正。而且，能够将形成差值的过程中符号识别所获得的接收信号的绝对角信息用于相位调整的相应标称符号。
如果仅在一个象限内完成角度处理，例如接收符号P1*从第二象限移到第一象限，然后为了能够在随后的处理设备中进一步直接处理所确定的符号，在电路装置1的相位同步过程中旋转回到合适的象限。
对接收信号的载波和本地振荡器7之间的频差以及相差进行补偿之后，建议向载波控制单元8发送常规符号判别过程中获得的相差信号Δγ，以锁定载波相位耦合回路。连接载波控制电路8，这样即使当角度误差Δγ作为输入信号切换到相位调节器之后，初始频率调节的频差信息，例如积分器84中的信息能够保持完整。
本领域技术人员能够构造不同的替换电路装置来实现本方法。例如时钟调节器21能够提供中央调整采样和数字化时钟周期，其形式是采样信号ti，送往AD转换器3。如果采样信号ti和接收符号或信号sa的时钟周期同步，随后在采样设备10就不需要进行插值运算。正交转换器6之后的低通滤波器9因此也就不再需要。其限定作用可用具有奈奎斯特特性的低通11来代替。尤其在替代实施例的装置中，能够仅在正交转换器6之后提供数字化接口，即A/D转换器，例如信号源2提供的输入信号sa的中间频率位置过高。
处理过程中，并根据图4，开始之后的步骤401中开始接收符号P1，P2。之后，在步骤402内为接收符号P2确定一组潜在的标称极径。如果是第一个信号或符号，就返回到查询步骤404。如果是第一个信号，步骤406中第一个符号P1设置为等于接收符号P2，且第四个步骤402中所确定的一组标称极径被定义为第一极径组。然后该方法继续到步骤406，接收信号值或符号P2。
如果步骤404没有包含第一个信号，步骤408中确定信号值或符号(S*7)之间的角度差∠(P1，P2)。然后在步骤410中，确定出第一极径组中符号S1和第二极径组的符号S2所有组合中最近的标称角∠(S1，S2)。最后根据角度差(∠(P1，P2)-∠(S1，S2))，步骤412中推断绘出频偏Δf。频偏Δf被消除。此后，返回到设置基本参数的步骤406并接收符号。
尽管本发明已经显示并描述了几个优选实施例，对其格式和细节进行各种变化，省略和添加都没有偏离本发明的主旨和范围。
权利要求
1.一种在调制技术中的复相位空间(I，Q)内为解调接收信号值(P1，P2)而确定接收信号频率的方法，其中为了确定频率，接收信号值(P1，P2)与复信号空间(I，Q；R，α)内的标称位置(S11和S57)处的符号(S1，S2)进行比较，该方法包含的步骤有确定第一个接收到的信号值P1和第二个接收到的信号值P2之间的角度(∠(P1，P2))；以及将所确定的角度(∠(P1，P2))和与调制技术相关的多个标称角(∠(Sxy，Sxy))进行比较，并确定所述多个标称角中的哪个标称角最接近所确定的角度，作为频偏(Δf)的一个量度。
2.如权利要求1中所述的方法，其特征在于所确定的角度(∠(P1，P2))是按照预定的间隔接收第一和第二个信号值P1，P2所确定的，并与相应可能的标称角(∠(Sxy，Sxy))进行比较。
3.如权利要求1中所述的方法，其特征在于所确定的角度(∠(P1，P2))是在用于正交调制方法(QAM)的各个可能极径(Ra，Rh)范围内对第一和第二个接收信号值P1，P2所确定的，并与标称角(∠(S1，S2))进行比较。
4.如权利要求1中所述的方法，其特征在于所确定的角度(∠(P1，P2))是对于符号字母表内最明确的可测量极径(Ra，Rb，Rh，Ri)上的接收信号值所确定的。
5.如权利要求1中所述的方法，其特征在于所确度的角度(∠(P1，P2))是在选定标称符号(S1，S2)的位置范围内对于接收信号值P1，P2所确定的。
6.如权利要求1中所述的方法，其特征在于为了联合和/或迭代增强频率确定，确定了多个角度(∠(P1，P2))，进行比较，并统一考虑以便确定频偏(Δf)。
7.如权利要求1中所述的方法，其特征在于角度差(∠(S1，S2)-∠(P1，P2))用于一次性频率校正和解调和/或作为将来频率控制的输入信号。
8.如权利要求1中所述的方法，其特征在于从角度(∠(P1，P2))中得到的信息用于识别相关的符号。
9.如权利要求6中所述的方法，其特征在于接收符号(P1*)的位置映射到复平面(I，Q)的单个象限内用于确定角度。
10.如权利要求9中所述的方法，其特征在于仅在一个象限内确定角度之后，所确定的符号的正负号适当地叠加返回或该符号再次旋转到适当的象限内。
11.如权利要求9中所述的方法，其特征在于仅考虑可能的标称极径的公差范围(ΔR)内的接收信号值(P1，P2)。
12.如权利要求11中所述的方法，其特征在于接收信号值(P1，P2)在可能的标称极径的公差范围(ΔR)内具有极径组的坐标，且用于定义标称角的选择。
13.一种用于确定复相位空间内接收信号(P1，P2)的解调电路装置的频率的电路装置，包括频率确定设备，其确定复平面上两个接收信号值(P1，P2)之间的角度(∠(P1，P2))；标称角管理设备，其存储了对应于正交调制方法(QAM)中标称位置的不同符号(S1，S2)的组合的标称角(∠(Sxy，Sxy))，以及选择性地存储坐标极径(Ra，...，Rh)；以及调节器，将所确定的角度(∠(P1，P2))分配给存储器内至少一个邻近的对应标称角(∠(S1，S2))，并且确定上述角度之间的角度差(∠(S1，S2)-∠(P1，P2))作为频偏(Δf)的一个量度。
全文摘要
本发明涉及一种方法和一种电路装置，用于确定正交调制方法(QAM)中复相位空间(I，Q；R，α)中接收符号(P1，P2)解调过程的载波频率差，其中为了确定频率，将接收符号和复信号空间中标称位置上的符号(S1，S2)进行比较。为了使测量不依赖于接收信号的坐标系相对于符号坐标系之间的旋转，建议确定两个接收信号值(P1，P2)之间的角度(∠(P1，P2))，并将其与正交调制方法中可能的标称角进行比较。接收信号值的测量角度和标称角之间的角度差可被用于直接测量频偏(Δf)。
文档编号H04L27/38GK1893408SQ200510083270
公开日2007年1月10日 申请日期2005年7月8日 优先权日2005年7月8日
发明者克里斯蒂·博克, 卡斯藤·诺斯凯 申请人:迈克纳斯公司