专利名称：用于进行交织的系统和方法
技术领域：
所公开的实施例总体上涉及无线通信，并且更具体地，涉及无线通信系统中的信道交织。
背景技术：
正交频分复用(OFDM)是用于广播高速率数字信号的技术。在OFDM系统中，将一个单独的高速率数据流分割成若干个并行的低速率子流，使用每个子流对各自的子载波频率进行调制。应该注意，虽然将本发明描述为正交调幅的形式，但是本发明同样可应用于相移键控调制系统。
OFDM系统中所使用的调制技术被称为正交调幅(QAM)，其中，对载波频率的相位和幅度都进行了调制。在QAM调制中，从多个数据比特中生成复QAM符号，其中，每个符号包括实数项和虚数项，并且每个符号代表从其中生成该符号的多个数据比特。以能够由复平面来图形化表示的模式，将多个QAM比特一起进行发送。典型地，该模式被称为“星座”。通过使用QAM调制，OFDM系统可以改善其效率。
当对信号进行广播时，它可以通过不止一条路径传播到接收机。例如，来自一个单独的发射机的信号可以沿着直线传播到接收机，并且还可以被物理对象反射成沿着不同的路径传播到接收机。此外，当系统使用所谓的“蜂窝”广播技术增加频谱效率时，可以通过不止一个发射机对打算提供给接收机的信号进行广播。因此，同样的信号将沿着不止一条路径发送到接收机。无论是人为的(即由从不止一个发射机对同一个信号进行广播造成)还是自然的(即由回波造成)，信号的这种并行传播被称为“多径”。显然，当蜂窝数字广播频谱高效时，必须做好准备有效地对多径因素进行处理。
幸运的是，在出现多径状况(如上所述，当使用蜂窝广播技术时，其必然出现)时，使用QAM调制的OFDM系统比在其中仅使用单个载波频率的QAM调制技术更加有效。更特别地，在单载波QAM系统中，必须使用复均衡器以便对具有与主路径一样强回波的信道进行均衡，并且该均衡很难执行。相反，在OFDM系统中，简单地通过在每个符号的起始处插入具有适当长度的防护间隔，就可以完全消除对复均衡器的需求。因此，当预期出现多径状况时，使用QAM调制的OFDM系统是优选的。
在典型的网格编码方案中，以卷积编码器对数据流进行编码，并且随后将连续的多个比特合并到一个比特组中成为一个QAM符号。若干个比特在一组中，其中，通过整数“m”对每组的比特数目进行定义(因此，将每个组称为具有“m进制(m-ary)”维度)。虽然“m”的值可以更大或更小，但是典型地，“m”的值是4、5、6或7。
在将多个比特分组成多比特符号之后，对这些符号进行交织。进行“交织”意味着在次序上对符号流进行重新排列，从而使得由信道衰退造成的可能误差随机化。为了说明，假设将要发送5个单词。假定在未交织信号的传输期间，出现了暂时性的信道干扰。在这些情况下，在信道干扰减少之前，可能丢失整个单词，并且将很困难甚至不可能知道所丢失的单词将要传达何种信息。
相反，如果在传输之前对5个单词的字母按顺序进行了重新排列(即“交织”)，并且出现了信道干扰，则可能丢失若干个字母，也许每个单词丢失一个字母。然而，一旦对重新排列后的字母进行解码，虽然一些单词丢失了一些字母，但是所有5个单词将出现。显然，在这些情况下，对于数字解码器来说，充分全面地对数据进行恢复将是相对容易的。在对m进制符号进行交织之后，使用上述QAM原理将符号映射到复符号，将其复用到它们各自的子载波信道中，并且对其进行发送。
图1a示出了根据一个实施例的信道交织器；图1b示出了根据另一个实施例的信道交织器；图2a示出了根据一个实施例被放入交织缓冲区中的turbo分组的码比特；图2b示出了根据一个实施例的交织缓冲区，其被排成N/m行、m列的矩阵；图3说明了根据一个实施例的交织交错表；图4示出了根据一个实施例的信道化图；图5示出了根据一个实施例的信道化图，其中，对于特定时隙，全一次移位序列导致长期的良和差信道估计；以及图6示出了一个信道化图，其中，全二次移位序列导致均展开的良和差信道估计交错；以及图7示出了根据一个实施例的用于实现交织的无线设备。
具体实施例方式
在一个实施例中，信道交织器包括比特交织器和符号交织器。图1示出了两种类型的信道交织方案。两种方案都使用比特交织和交错来达到最大信道分集。
图1a示出了根据一个实施例的信道交织器。图1b示出了根据另一个实施例的信道交织器。图1b的交织器仅使用比特交织器来达到m进制调制分集，并且使用二维交织交错表和运行时时隙-交错映射来实现频率分集，该频率分集无需明确的符号交织就提供更好的交织性能。
图1a示出了输入到比特交织方框104的turbo码比特102。比特交织方框104输出交织比特，将其输入星座符号映射方框106。星座符号映射方框106输出星座符号映射比特，将其输入到星座符号交织方框108。星座符号交织方框108将星座符号交织比特输出到信道化方框110。信道化方框110使用交错表112对星座符号交织比特进行交错，并且输出OFDM符号114。
图1b示出了输入到比特交织方框154的turbo码比特152。比特交织方框154输出交织比特，将其输入到星座符号映射方框156。星座符号映射方框156输出星座符号映射比特，将其输入到信道化方框158。信道化方框158使用交织交错表和动态时隙-交错映射160对星座符号交织比特进行信道化，并且输出OFDM符号162。
用于调制分集的比特交织图1b的交织器使用比特交织154以便实现调制分集。以一种将相邻的码比特映射到不同星座符号中的模式对turbo分组的码比特152进行交织。例如，对于2m进制调制，将N比特交织缓冲区分割成N/m块。如图2a中所示(顶部)，按顺序将相邻的码比特写入相邻的块中，并且随后以顺序的次序从缓冲区的起始到结束将其一个接一个读出。这保证将相邻的码比特映射到不同的星座符号。等价地，如图2b中所说明(底部)，交织缓冲区被排列成N/m行、m列的矩阵。逐列将码比特写入缓冲区中，并且逐行读出。由于对于取决于映射的16QAM来说，星座符号的某些比特比其它比特更可靠，例如，第一个和第三个比特比第二个和第四个比特更可靠，所以为了避免将相邻的码比特映射到星座符号的同一个比特位置，应该从左到右以及可替换地从右到左读出各行。
图2a示出了根据一个实施例被放到交织缓冲区204中的turbo分组的码比特202。图2b是根据一个实施例的比特交织操作说明。将turbo分组的码比特250放入如图2b中所示的交织缓冲区252中。根据一个实施例，通过交换第二列和第三列对交织缓冲区252进行变换，从而创建交织缓冲区254，其中，m＝4。从交织缓冲区254读出turbo分组的交织码比特256。
为简便起见，如果最高调制级别是16并且如果码比特长度总是被4整除，就可以使用固定的m＝4。在该情况下，为了改善QPSK的分隔，在被读出之前对中间两列进行交换。在图2b中(底部)对该过程进行了描述。对本领域的技术人员来说，可以交换任何两列，这将是显而易见的。对本领域的技术人员来说，可以以任何次序放置这些列，这也将是显而易见的。对本领域的技术人员来说，可以以任何次序放置这些行，这也将是显而易见的。
在另一个实施例中，作为第一个步骤，将Turbo分组的码比特202分布在多个组中。注意，图2a和图2b的实施例也都将码比特分布在多个组中。然而，根据用于每个给定组的组比特次序对每个组内的码比特进行混洗，而不是简单地交换行或列。这样，在将16个码比特分布到4个组中之后，使用对这些组的简单线性排序，这些组的次序可以是{1，5，9，13}、{2，6，10，14}、{3，7，11，15}、{4，8，12，16}，并且在混洗之后，这四组共16个码比特的次序可以是{13，9，5，1}、{2，10，6，14}、{11，7，15，3}、{12，8，4，16}。注意，交换行或列将是该组内混洗的回归情形。
用于频率分集的交织交错根据一个实施例，信道交织器将交织交错用于星座符号交织，以便实现频率分集。这消除了对于明确的星座符号交织的需求。在两个级别上进行交织·在交错之内的交织或者交错内交织在一个实施例中，以比特反转的形式对交错的500个子载波进行交织；·在交错之间的交织或者交错间交织在一个实施例中，以比特反转的形式对8个交错进行交织。
对本领域的技术人员来说，子载波的数目可以是除了500之外其它的数，这将是显而易见的。对本领域的技术人员来说，交错的数目可以是除了8之外其它的数，这也将是显而易见的。
注意，由于500不是2的幂，因此根据一个实施例，应该使用缩减集比特反转操作。下列代码示出了该操作vector<int>reducedSetBitRev(int n){
int m=exponent(n);
vector<int>y(n);
for(int i=0,j=0;i<n;i++,j++){int k;
for(;(k=bitRev(j,m))>=n;j++);
y[i]=k;
}return y;
}其中，n＝500，m是使得2m＞n的最小整数，其为8，并且bitRev是常规比特反转操作。
根据一个实施例，使用如图3中所描述的交错表，按照信道化器所确定的已分配的时隙索引，以顺序线性的形式将一个数据信道的星座符号序列的多个符号映射到相应的子载波中。
图3说明了根据一个实施例的交织交错表。示出了turbo分组302、星座符号304、以及交织交错表306。还示出了交错3(308)、交错4(310)、交错2(312)、交错6(314)、交错1(316)、交错5(318)、交错3(320)、以及交错7(322)。
在一个实施例中，8个交错中的一个用于导频，即交错2和交错6交替地用于导频。结果，信道化器可以使用7个交错用于调度。为方便起见，信道化器使用时隙作为调度单元。将一个时隙定义为OFDM符号的一个交错。使用交错表将时隙映射到特定的交错。由于使用了8个交错，那么就存在8个时隙。留出7个时隙用于信道化而1个时隙用于导频。在不失一般性的情况下，如图4中所示，将时隙0用于导频并且将时隙1到7用于信道化，在图4中，垂直轴是时隙索引402，水平轴是OFDM符号索引404，并且粗体条目是在OFDM符号时间上被分配给相应时隙的交错索引。
图4示出了根据一个实施例的信道化图。图4示出了为调度器保留的时隙索引406以及为导频保留的时隙索引408。粗体条目是交错索引。具有方框的数字是与导频相邻并且因此具有良好的信道估计的交错。
被方框环绕的数字是与导频相邻并且因此具有良好的信道估计的交错。因为调度器总是将一块连续的时隙和OFDM符号分配给数据信道，因此显然，由于交错间交织，分配给数据信道的连续时隙将被映射到不连续的交错。那么就可以实现更多的频率分集增益。
然而，这种静态分配(即，时隙到物理交错映射表1不随着时间变化)确实遇到一个问题。即，如果一个数据信道分配块(假设是矩形的)占用了多个OFDM符号，那么被分配给该数据信道的交错不随着时间变化，这将导致频率分集的损失。补救办法是随着OFDM符号的变化而简单地将调度器交错表(即除导频交错之外)循环移位。
图5描述了对于每个OFDM符号将调度器交错表移位一次的操作。该方案成功地解决了静态交错分配问题，即，在不同的OFDM符号时间，将特定的时隙映射到不同的交错。
图5示出了根据一个实施例的信道化图，其中，全一次移位序列导致对于特定时隙502长期的良和差信道估计。图5示出了为调度器保留的时隙索引506以及为导频保留的时隙索引508。在水平轴上示出了时隙符号索引504。
然而，注意到，与优选的具有良信道估计的短期交错和具有差的信道估计的短期交错的模式相比，所述时隙分配有四个具有良信道估计的连续交错，其后伴随具有差信道估计的长期交错。在图中，以方框对与导频交错相邻的交错进行标记。对长期的良和差信道估计问题的解决方法是，使用除了全一次移位序列以外的一种移位序列。有许多序列可以用于完成该任务。最简单的序列是全二次移位序列，即，调度器交错表每OFDM符号移位两次而不是一次。在图6中示出了结果，其显著改善了信道化器交错模式。注意，该模式每2×7＝14个OFDM符号重复一次，其中，2是导频交错错列(staggering)周期，而1调度器时隙表不包括导频时隙。7是信道化器交错移位周期。
为了简化在发射机和接收机处的操作，可以用一个简单的公式来确定在给定OFDM符号时间上从时隙到交错的映射 其中，·N＝I-1是用于业务数据调度的交错的数目，其中I是交错的总数；·除导频交错之外，i∈{0，1，…I-1}是在OFDM符号t上时隙s映射到的交错索引；·t＝0，1，...，T-1是一个超帧内的OFDM符号索引，其中，T是一个帧2内的OFDM符号的总数；·s＝0，1，...，S-1是时隙索引，其中，S是时隙的总数；·R是每OFDM符号的移位数； 是缩减集比特反转操作符。即，导频所使用的交错将被排除在比特反转操作之外。
例在一个实施例中，I＝8，R＝2。相应的时隙-交错映射公式变成 其中， 对应于下表 001422或63145532由于在当前设计中，一个帧内OFDM符号的数目不能被14整除，所以超帧(而不是帧)内的OFDM符号索引为帧提供了附加分集。
67可以通过下列代码生成该表int reducedSetBitRev(int x,int exclude,int n){int m=exponent(n);
int y;
for(int i=0;j=0;i＜=x;i++,j++){for(;(y=bitRev(j,m))=exclude;j++);
}return y;
}其中，m＝3，并且bitRev是常规比特反转操作。
对于OFDM符号t＝11，导频使用交错6。时隙和交错之间的映射变成·时隙1映射到交错 ·时隙2映射到交错 ·时隙3映射到交错 ·时隙4映射到交错 ·时隙5映射到交错 ·时隙6映射到交错 ·时隙7映射到交错 所得到的映射与图6中的映射一致。图6示出了一个信道化图，其中，全二次移位序列导致均匀展开的良和差信道估计交错。
根据一个实施例，交织器具有下列特征将比特交织器设计为通过将多个码比特交织到不同的调制符号中来利用m进制调制分集；将“符号交织”设计为通过交错内交织和交错间交织达到频率分集；通过随着OFDM符号的改变而改变时隙-交错映射表来达到额外的频率分集增益和信道估计增益。提出了简单的旋转序列来达到该目标。
图7示出了根据一个实施例的用于实现交织的无线设备。无线设备702包括天线704、双工器706、接收机708、发射机710、处理器712、以及存储器714。根据一个实施例，处理器712可以进行交织。处理器712为缓冲区或数据结构而使用存储器714，以便执行其操作。
后附的章节描述了更多实施例的细节。
本领域的技术人员应该理解，可以使用各种不同技术和技巧中的任何一种来表示信息和信号。例如，可以由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或者其任何组合来表示贯穿上述说明所可能提及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号和码片。
本领域的技术人员还应该意识到，结合这里所公开的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块、电路和算法步骤可以通过电子硬件、计算机软件、或者二者的组合来实现。为了清楚地说明硬件和软件的这种可交换性，上文通常按照它们的功能对各种说明性的部件、方框、模块、电路和步骤进行了描述。将这样的功能实现为硬件还是软件取决于特定的应用和施加在整个系统上的设计约束。对于每种特定的应用，本领域的技术人员可以以不同的方式实现所描述的功能，但是不应该将这种实现决策解释为造成对本发明的范围的偏离。
结合这里所公开的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块和电路可以用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件部件、或者设计为实现这里所描述的功能的任何组合来实现或者执行。通用处理器可以是微处理器，但是可替换地，该处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器、或者状态机。还可以将处理器实现为计算设备的组合，例如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核相结合的一个或多个微处理器、或者任何其它这样的配置。
结合这里所公开的实施例所描述的方法或算法的步骤可以直接实现在硬件、通过处理器执行的软件模块、或者二者的组合中。软件模块可以存在于RAM存储器、闪速存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或者本领域已知的任何其它形式的存储介质中。示例性的存储介质接到处理器上，这样处理器可以从该存储介质中读取信息，并且将信息写入该存储介质。可替换地，可以将存储介质集成到处理器中。处理器和存储介质可以存在于ASIC中。ASIC可以存在于用户终端中。可替换地，处理器和存储介质可以作为分立部件存在于用户终端中。
提供了已公开的实施例的上述说明，以使本领域的任何技术人员都能够实现或使用本发明。这些实施例的各种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，并且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以将这里定义的一般原理应用到其它实施例。因此，本发明并不是要被限制于这里所示的实施例，而是要符合与这里所公开的原理和新颖特征一致的最大范围。
5物理层这部分包括FLO物理层的规范。
5.1物理层分组5.1.1概述物理层的传输单元是物理层分组。一个物理层分组的长度是1000个比特。一个物理层分组携带一个MAC层分组。
5.1.2物理层分组格式物理层分组应使用以下格式
MAC层分组-来自OIS、数据或控制信道MAC协议的MAC层分组FCS -帧检查序列(见5.1.4)保留 -FLO网络把该字段设为0。FLO设备将忽视该字段。
尾部 -编码器尾部比特。该字段被设为全‘0’。
图5.1.2-1说明了物理层分组格式。
图5.1.2-1物理层分组格式5.1.3比特传输次序物理层分组的每一个字段将被顺序发送，这样使得最重要的比特(MSB)最先发送，最不重要的比特(LSB)最后发送。在本文的图中，MSB是最左端的比特。
5.1.4FCS比特的计算方法此处所述的FCS计算方法用于计算物理层分组中的FCS字段。
FCS为用标准CRC-CCITT生成多项式计算得出的CRCg(x)＝x16+x12+x5+1FCS等于根据图5.1.4-1所示的下列步骤所计算出的结果●所有的移位寄存器元素被初始化为“1”19。
●开关的位置被设为向上。
●除了FCS、保留和尾部比特，对于物理层分组的每个比特，寄存器被同步(clocked)一次。应从MSB向LSB读取物理层分组。
●开关的位置被设为向下，这样使得输出是带有一个‘0’的模2加法且连续移位寄存器输入为‘0’。
●对于16个FCS比特，寄存器被额外同步16次。
●输出比特组成了除保留字段和尾部字段以外的所有物理层分组字段。
图5.1.4-1物理层分组的FCS计算5.2 FLO网络要求这部分定义了专门针对FLO网络设备和操作的要求。
19将寄存器初始化为1使得全0数据的CRC变为非0。
5.2.1发射机以下要求适用于FLO网络发射机。
5.2.1.1频率参数5.2.1.1.1发射频率发射机在八个6MHz宽的频带20之一上工作。每个6MHz宽的发射频带分配被称为一个FLO RF信道。每个FLO RF信道以一个索引j∈{1，2，..8}来表示。对于每个FLO RF信道索引，发射频带和频带中心频率如表5.2.1.1.1-1所示。
表5.2.1.1.1-1 FLO RF信道号和发射频带频率
5.2.1.1.2频率容限实际发射载波频率与规定的发射频率之间最大的频率差应小于表5.2.1.1.1-1中的频带中心频率的±2×10-9。
5.2.1.1.3带内频谱特性TBD5.2.1.1.4带外频谱掩盖TBD5.2.1.1.5功率输出特性20FLO系统也支持5、7和8MHz的发射带宽(见6.1)。
发射ERP应低于46.98dBW21(见[3])。
5.2.1.2 OFDM调制特性5.2.1.2.1概述空中链路上使用的调制是正交频分复用(OFDM)。最小的传输间隔对应于一个OFDM符号周期。OFDM发送符号由许多单独调制的子载波组成。
5.2.1.2.2子载波FLO系统使用4096个子载波，编号从0到4095。
5.2.1.2.2.1子载波组这些子载波被分成两个组，如下5.2.1.2.2.1.1防护子载波所提供的4096个子载波中，96个不被使用。这些不使用的子载波被称为防护子载波。防护子载波上不能传送任何能量。
编号为0到47、2048以及4049到4095的子载波被用作防护子载波。
5.2.1.2.2.1.2活动子载波活动子载波是一组索引为k∈{48..2047,2049..4048}的4000个子载波。
每个活动子载波将携带一个调制符号。
5.2.1.2.2.2子载波间距在FLO系统中，所述4096个子载波在6MHz FLO RF信道的中心跨越5.55MHz的带宽。如下给出子载波间距(Δf)SC(Δf)SC=5.55×1064096=1.35498046875kHz]]>5.2.1.2.2.3子载波频率21这对应于50kW。
在第k个FLO RF信道(见表5.2.1.1.1-1)中索引为i的子载波的频率fSC(k，i)经如下方程计算出fSC(k，i)＝fC(k)+(i-2048)×(Δf)SC其中fC(k)是第k个FLO RF信道的中心频率。
(Δf)SC是子载波间距。
5.2.1.2.2.4子载波交错活动子载波再被分成索引从0到7的8个交错。每一个交错由500个子载波组成。在频率上，一个交错中的子载波被[8×(Δf)SC]Hz间隔开22，其中(Δf)SC是子载波间距。
每个交错中的子载波跨越5.55MHz的FLO RF信道带宽。索引为i的活动子载波被分配给交错Ij，其中j＝i mod 8。每个交错中的子载波索引以升序顺序地排列。在一个交错中的子载波编号在0，1，...499范围内。
5.2.1.2.3帧和信道结构所发送的信号被组成超帧。每个超帧具有等于1秒的持续时间TSF，并且由1200个OFDM符号组成。一个超帧中的OFDM符号被编号为从0到1199。OFDM符号间隔TS为833.33...μs。OFDM符号由多个被称为OFDM码片的时域基带采样组成。以每秒5.55×106的速率发送这些码片。
如图5.2.1.2.3-1所示，总的OFDM符号间隔TS′包括四部分一个持续时间为TU的有用部分、一个持续时间为TFGI的平坦防护间隔和在两端的两个持续时间为TWGI的加窗间隔。在连续的OFDM符号间有TWGI的重叠(见图5.2.1.2.11.3-1)。
有效的OFDM符号间隔是Ts＝TWGI+TFGI+TU，22交错0除外，在此交错中间的两个子载波用16×(Δf)SC隔开，这是因为索引为2048的子载波未用。
其中， 图5.2.1.2.3-1 OFDM符号持续时间总的符号持续时间是TS′＝Ts+TWGI。
自此以后，有效的OFDM符号持续时间被称为OFDM符号间隔。在一个OFDM符号间隔期间，在每一个活动子载波上携带一个调制符号。
FLO物理层信道(见图1.5-1)是TDM导频信道、FDM导频信道、OIS信道和数据信道。TDM导频信道、OIS信道和数据信道在一个超帧上被时分复用。如图5.2.1.2.3-2所示，在一个超帧上，FDM导频信道被与OIS信道和数据信号进行频分复用。
TDM导频信道由TDM导频1信道、广域识别信道(WIC)、局域识别信道(LIC)、TDM导频2信道、转换导频信道(TPC)和定位导频信道(PPC)组成。TDM导频1信道、WIC、LIC和TDM导频2信道分别持续一个OFDM符号并且出现在一个超帧的开头。持续一个OFDM符号的转换导频信道(TPC)紧随在每个广域和局域数据或OIS信道传输之前和之后。在广域信道(广域OIS或广域数据)两侧的TPC被称为广域转换导频信道(WTPC)。在局域信道(局域OIS或局域数据信道)两侧的TPC被称为局域转换导频信道(LTPC)。在一个超帧中，WTPC和LTPC各占用10个OFDM符号，合起来占用20个OFDM符号。PPC具有可变的持续时间，它的状态(存在或不存在以及持续时间)通过在OIS信道上发信号来通知。当存在时，它在超帧的末端持续6、10或14个OFDM符号。当PPC不存在时，在超帧的末端要保留两个OFDM符号。
OIS信道占用一个超帧中的10个OFDM符号，并且紧接在一个超帧中的第一个WTPC OFDM符号后面。OIS信道由广域OIS信道和局域OIS信道组成。广域OIS信道和局域OIS信道各自有5个OFDM符号的持续时间，并且被两个TPC OFDM符号分隔开。
在一个超帧中，FDM导频信道持续1174、1170、1166或1162个OFDM23符号。FDM导频信道被与广域和局域OIS和数据信道进行频分复用。
数据信道持续1164、1160、1156或1152个OFDM24符号。数据信道传输加上紧接在每个数据信道传输之前或之后的16个TPCOFDM符号传输被分为4个帧。
令P是PPC中OFDM符号的数量、或是当超帧中PPC不存在时保留的OFDM符号的数量。
W是一帧中与广域数据信道相关联的OFDM符号的数量。
L是一帧中与局域数据信道相关联的OFDM符号的数量。
F是一帧中OFDM符号的数量。
然后这些帧参数通过以下方程组产生联系F=295-P-24]]>F＝W+L+4图5.2.1.2.3-2用P、W和L说明了超帧和信道结构。
23这些值对应于2个保留的OFDM符号或是在每个超帧中分别出现的6、10和14个PPC OFDM符号。
24这些值对应于2个保留的OFDM符号或是在每个超帧中分别出现的6、10和14个PPC OFDM符号。
图5.2.1.2.3-2 FLO超帧和信道结构当PPC不存在时，每个帧持续295个OFDM符号，并且其持续时间TF等于245.8333...ms的持续时间(见图5.2.1.2.3-2)；注意，在每个超帧的末端有两个保留的OFDM符号。如表5.2.1.2.3-1示，当PPC存在于超帧的末端时，每个帧持续可变的OFDM符号数。
表5.2.1.2.3-1不同的PPC OFDM符号数的帧持续时间
在每个帧期间的数据信道将被在局域数据信道和广域数据信道之间时分复用。该帧中分配给广域数据的部分是
并且它的变化范围是从0到100％。
在OIS信道上发送的物理层分组被称为OIS分组，而在数据信道上发送的物理层分组被称为数据分组。
5.2.1.2.4流分量和分层调制与在FLO网络上多播的流相关联的音频或视频内容可以通过两个分量来发送，即可以被广泛接收的基本(B)分量、和在更有限的覆盖范围内改进由基本分量所提供的音频-视觉体验的增强(E)分量。
基本和增强分量物理层分组被一起映射到调制符号。这个FLO特性被称为分层调制。
5.2.1.2.5 MediaFLO逻辑信道物理层发送的数据分组与一个或多个被称为MediaFLO逻辑信道(MLC)的虚拟信道相关联。MLC是FLO设备有兴趣自主接收的PLO服务的可解码分量。一个服务可以通过多个MLC来发送。然而，与一个服务相关联的一个音频或视频流的基本和增强分量必须在单个MLC中发送。
5.2.1.2.6 FLO发射方式(transmit mode)调制类型和内部码率的组合称为“发射方式”。FLO系统支持表5.2.1.2.6-1所列出的12种发射方式。
在FLO网络中，当MLC被实例化时发射方式就固定了，并且它很少改变。强加这一限制是为了为每个MLC保持一个不变的覆盖范围。
表5.2.1.2.6-1 FLO发射方式
5.2.1.2.7 FLO时隙25该方式仅用于OIS信道。
在FLO网络中，在一个OFDM符号上分配给MLC的最小带宽单元对应于500个调制符号的一组。该组500个调制符号被称为一个时隙。(MAC层中的)调度器函数在超帧的数据部分期间把时隙分配给MLC。当调度器函数向OFDM符号中的MLC分配传输带宽时，它以整数个时隙为单位进行分配。
在每个OFDM符号期间有8个时隙26。这些时隙被编号为从0到7。WIC和LIC信道各占用一个时隙。TDM导频2信道占用4个时隙。TPC(广域和局域)占用所有8个时隙。FDM导频信道占用索引为0的1个时隙，且OIS/数据信道可以占用索引为1到7的多达7个时隙。每个时隙将通过一个交错来发送。时隙到交错的映射随OFDM符号而不同，这在5.2.1.2.10中描述。
5.2.1.2.8 FLO数据速率在FLO系统中，由于不同的MLC可能使用不同的方式，数据速率的计算变得复杂。通过假定所有MLC使用同样的发射方式而简化数据速率的计算。表5.2.1.2.8-1给出了假定所有7个时隙都使用时，不同发射方式的物理层数据速率。
表5.2.1.2.8-1 FLO发射方式和物理层数据数据速率
26超帧中的TDM导频1信道除外。
27没有减去由于TDM导频信道和外部码而产生的开销。这是数据在数据信道期间传送的速率。从方式6到11，所提供的速率是两个分量的组合速率。每个分量的速率是该值的一半。
5.2.1.2.9 FLO物理层信道FLO物理层由以下子信道组成●TDM导频信道●广域OIS信道●局域OIS信道●广域FDM导频信道●局域FDM导频信道●广域数据信道●局域数据信道5.2.1.2.9.1 TDM导频信道TDM导频信道由以下部分信道组成。
5.2.1.2.9.1.1 TDM导频1信道TDM导频1信道持续一个OFDM符号。在超帧中OFDM符号索引0处发送该信道。它告知了一个新超帧的起始。FLO设备可以用它来确定粗OFDM符号定时、超帧边界和载波频率偏移。
使用图5.2.1.2.9.1.1-1所示的步骤，在发射机中生成TDM导频1波形。
图5.2.1.2.9.1.1-1发射机中的TDM导频1分组处理5.2.1.2.9.1.1.1 TDM导频1子载波TDM导频1 OFDM符号包括频域中在活动子载波(见5.2.1.2.2.1.2)中均匀隔开的124个非0子载波。第i个TDM导频1子载波对应于如下定义的子载波索引jj=64+(i)×32,∀i∈{0,1,...61}64+(i+1)×32,∀i∈{62,...123}]]>
注意，TDM导频1信道不使用索引为2048的子载波。
5.2.1.2.9.1.1.2 TDM导频1固定信息模式以一个固定信息模式来调制TDM导频1子载波。使用一个其生成序列为h(D)＝D20+D17+1、且其初始状态是“11110000100000000000”的20抽头线性反馈移位寄存器(LFSR)，来生成该模式。将如下获得每个输出比特如果LFSR状态是向量[s20s19s18s17s16s15s14s13s12s11s10s9s8s7s6s5s4s3s2s1]，那么输出比特将是[s19s4]，其中，表示模2加法28。LFSR的结构如图5.2.1.2.9.1.1.2-1所示。
固定信息模式将对应于前248个输出比特。该固定模式的前35个比特是“11010100100110110111001100101100001”，最先出现的是“110”。
图5.2.1.2.9.1.1.2-1用于对TMD导频1子载波进行调制的PN序列生成器248比特TDM导频1固定模式被称为TDM导频1信息分组，并被表示为P1I。
P1I分组中两个连续比特构成的每一组用来生成QPSK调制符号。
5.2.1.2.9.1.1.3调制符号映射在TDM导频1信息分组中，如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示29，分别被标记为s0和s1的两个连续比特(即P1I(2i)和P2I(2i+1)，i＝0，1，...123)28这对应于与时隙1相关联的掩码(见表5.2.1.2.9.1.2.3-1)。
29利用4000个可用载波中只用了124个载波这一情况来计算这个因子。12×4000124≅4]]>构成的每一组被映射到一个复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中D＝4。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
表5.2.1.2.9.1.1.3-1 QPSK调制表
图5.2.1.2.9.1.1.3-1 QPSK调制的信号星座图5.2.1.2.9.1.1.4调制符号到子载波的映射如5.2.1.2.9.1.1.1所示的那样，第i个调制符号MS(i)，i＝0，1，...，123被映射到索引为j的子载波。
5.2.1.2.9.1.1.5 OFDM公共运算已调制的TDM导频1子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.1.2广域识别信道(WIC)
广域识别信道(WIC)持续一个OFDM符号。在一个超帧中的OFDM符号索引1处发送该信道。它紧随在TDM导频1 OFDM符号之后。这是一个用来向FLO接收机传送广域微分参数(Differentiator)信息的开销信道。广域内的所有发射波形30都被用对应于该域的4比特广域微分参数进行加扰。
对于一个超帧中的WIC OFDM符号，仅分配一个时隙。已分配的时隙使用一个1000比特固定模式作为输入，其中每个比特都设为0。根据图5.2.1.2.9.1.2-1所示的步骤，对输入比特模式进行处理。对于未使用的时隙，不进行任何处理。
图5.2.1.2.9.1.2-1发射机中的TDM导频2/WIC/LIC/FDM导频/TPC/数据信道中的未分配时隙/保留的OFDM符号的固定模式处理5.2.1.2.9.1.2.1时隙分配WIC被分配索引为3的时隙。图5.2.1.2.9.1.2.1-1说明了WICOFDM符号中已分配的和未分配的时隙。所选的时隙索引是将OFDM符号索引1映射到交错0的那个(见5.2.1.2.10)。
30包括局域信道但是不包括TDM导频1信道和PPC。
图5.2.1.2.9.1.2.1-1 WIC时隙分配5.2.1.2.9.1.2.2时隙缓冲区的填充已分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。未分配的时隙的缓冲区保留为空。
5.2.1.2.9.1.2.3时隙加扰在调制之前，每个已分配的时隙缓冲区的比特被顺序地用加扰器输出比特进行异或(XOR)操作，以便令这些比特随机化。对应于时隙索引i的已加扰的时隙缓冲区被表示为SB(i)，其中i∈{0，1，...7}。任意时隙缓冲区所用的加扰序列都取决于OFDM符号索引和时隙索引。
加扰比特序列等于20抽头线性反馈移位寄存器(LFSR)利用生成序列h(D)＝D20+D17+1所生成的那个，如图5.2.1.2.9.1.2.3-1所示。发射机对所有的传输都使用一个LFSR。
在每个OFDM符号的开始，LFSR被初始化为状态[d3d2d1d0c3c2c1c0b0a10a9a8a7a6a5a4a3a2a1a0]，这取决于信道类型(TDM导频或广域或局域信道)和超帧中的OFDM符号索引。
比特‘d3d2d1d0’被设为以下值●对于所有的广域信道(WIC、WTPC、广域OIS和广域数据信道)、局域信道(LIC、LTPC、局域OIS和局域数据信道)、TDM导频2信道以及当PPC不存在时两个保留的OFDM符号，这些比特被设为4比特广域微分参数(WID)。
比特‘c3c2c1c0’被设为以下值●对于TDM导频2信道、广域OIS信道、广域数据信道、WTPC和WIC，这些比特被设为‘0000’。
●对于局域OIS信道、LTPC、LIC、局域数据信道和当PPC不存在时两个保留的OFDM符号，这些比特被设为4比特局域微分参数(LID)。
比特b0是保留的比特，并被设为‘1’。
比特a10到a0对应于一个超帧中范围为0到1199的OFDM符号索引号。
每个时隙的加扰序列是由序列生成器的20比特状态向量和如表5.2.1.2.9.1.2.3-1所示的与那个时隙索引相关联的20比特掩码进行模2内积而生成的。
表5.2.1.9.1.2.3-1与不同时隙关联的掩码
对于在每个OFDM符号的起始处的每个时隙，移位寄存器将重新加载新状态[d3d2d1d0c3c2c1c0b0a10a9a8a7a6a5a4a3a2a1a0]。
图5.2.1.2.9.1.2.3-1时隙比特加扰器
5.2.1.2.9.1.2.4调制符号映射如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s0和s1的两个连续比特(即SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝3，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中31D＝2。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.1.2.5时隙到交错的映射对于WIC OFDM符号，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.1.2.6时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射已分配的时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。
5.2.1.2.9.1.2.7 OFDM公共运算已调制的WIC子载波将经历5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.1.3局域识别信道(LIC)局域识别信道(LIC)持续一个OFDM符号。在一个超帧中OFDM符号索引2处发送该信道。它紧随在WIC信道OFDM符号之后。这是一个用来向FLO接收机传送局域微分参数信息的开销信道。所有局域发射波形都被用对应于该域的4比特局域微分参数协同广域微分参数进行加扰。
对于一个超帧中的LIC OFDM符号，仅分配一个时隙。已分配的时隙使用一个1000比特固定模式作为输入。这些比特被设为0。根据图5.2.1.2.9.1.2-1所示的步骤，对这些比特进行处理。对于未分配的时隙，不进行任何处理。
5.2.1.2.9.1.3.1时隙分配索引为5的时隙被分配给LIC。图5.2.1.2.9.1.3.1-1示出了LICOFDM符号中已分配的和未分配的时隙。所选的时隙索引是将OFDM31选取D的值以用来保持OFDM符号能量恒定，这是因为只用到了4000个可用子载波中的500个。符号索引2映射到交错0的那个(见5.2.1.2.10)。
图5.2.1.2.9.1.3.1-1 LIC时隙分配5.2.1.2.9.1.3.2时隙缓冲区的填充已分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。未分配的时隙的缓冲区保留为空。
5.2.1.2.9.1.3.3时隙加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对LIC时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。
5.2.1.2.9.1.3.4调制符号映射如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s0和s1的两个连续比特(即SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝5，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中32D＝2。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.1.3.5时隙到交错的映射32选取D的值以用来保持OFDM符号能量恒定，这是因为只用到了4000个可用子载波中的500个。
对于LIC OFDM符号，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。5.2.1.2.9.1.3.6时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射已分配的时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。
5.2.1.2.9.1.3.7 OFDM公共运算已调制的LIC子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.1.4 TDM导频2信道TDM导频2信道持续一个OFDM符号，在一个超帧中OFDM符号索引3处发送该信道。它紧随在LIC OFDM符号之后。可以将其用于FLO接收机中的良好OFDM符号定时校正。
对于每个超帧中的TDM导频2 OFDM符号，仅分配4个时隙。每个已分配的时隙使用一个1000比特固定模式作为输入，其中每个比特都设为0。根据图5.2.1.2.9.1.2-1所示的步骤，对这些比特进行处理。对于未分配的时隙，不进行任何处理。
在图5.2.1.2.9.1.2-1中，时隙到交错的映射(见5.2.1.2.10)确保所分配的时隙被映射到交错0、2、4和6。因此，TDM导频2 OFDM符号由2000个在活动子载波(见5.2.1.2.2.1.2)中均匀隔开的非0子载波组成。第i个TDM导频2子载波对应于如下定义的子载波索引j。
j=48+(i)×2,∀i∈{0,1...999}48+(i+1)×2,∀i∈{1000,...1999}]]>注意，TDM导频2信道不使用索引为2048的子载波。
5.2.1.2.9.1.4.1时隙分配对于TDM导频2 OFDM符号，所分配的时隙的索引为0、1、2和7。
图5.2.1.2.9.1.4-1示出了TDM导频2 OFDM符号中已分配的和未分配的时隙。
图5.2.1.2.9.1.4-1 TDM导频2时隙分配5.2.1.2.9.1.4.2时隙缓冲区的填充每个已分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。未分配的时隙的缓冲区保留为空。
5.2.1.2.9.1.4.3时隙加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对TDM导频2 OFDM信道时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。
5.2.1.2.9.1.4.4调制符号映射如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s0和s1的两个相邻比特(即SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝0，1，2，7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中33D＝1。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.1.4.5时隙到交错的映射对于TDM导频2信道OFDM符号，时隙到交错的映射如33选取D的值以用来保持OFDM符号能量恒定，这是因为只用到了4000个可用子载波中的500个。
5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.1.4.6时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射已分配的时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。
5.2.1.2.9.1.4.7 OFDM公共运算已调制的TDM导频2信道子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.1.5转换导频信道(TPC)转换导频信道由两个子信道组成广域转换导频信道(WTPC)和局域转换导频信道(LTPC)。在广域OIS和广域数据信道两侧的TPC被称为WTPC。在局域OIS和局域数据信道两侧的TPC被称为LTPC。在一个超帧中每个广域信道传输34(广域数据和广域OIS信道)的任一侧上，WTPC持续一个OFDM符号。在一个超帧中每个局域信道传输35(局域数据和局域OIS信道)的任一侧上，LTPC持续一个OFDM符号。TPC OFDM符号的目的有两方面允许在局域和广域信道之间的边界处的信道估计，和便于每帧中的第一个广域(或局域)MLC的定时同步。
如图5.2.1.2.3-2所示，在一个超帧中，TPC持续20个OFDM符号，这20个OFDM符号均匀地分隔在WTPC和LTPC之间。LTPC和WTPC传输正好发生在各自之后的情况有九个，而仅发送这些信道中的一个的情况有两个。在TDM导频2信道之后只发送WTPC，在定位导频信道(PPC)/保留OFDM符号之前只发送LTPC。
令P是PPC中OFDM符号的数量、或是当超帧中PPC不存在时保留的OFDM符号的数量。
34WIC除外。
35LIC除外。
W是一帧中与广域数据信道相关联的OFDM符号的数量。
L是一帧中与局域数据信道相关联的OFDM符号的数量。
F是一帧中OFDM符号的数量。
P的值应为2、6、10或14。一帧中的数据信道OFDM符号的数量应为F-4。一个超帧中TPC OFDM符号的确切位置如表5.2.1.2.9.1.5-1所示。
表5.2.1.2.9.1.5-1超帧中的TPC位置索引
TPC OFDM符号中的所有时隙都使用一个1000比特固定模式作为输入，其中每个比特都设为0。根据图5.2.1.2.9.1.2-1所示的步骤，对这些比特进行处理。
5.2.1.2.9.1.5.1时隙分配TPC OFDM符号被分配索引为0到7的所有8个时隙。
5.2.1.2.9.1.5.2时隙缓冲区的填充每个已分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。
5.2.1.2.9.1.5.3时隙加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对每个已分配的TPC时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。
5.2.1.2.9.1.5.4调制符号映射如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s0和s1的两个连续比特(即SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝0，1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中D＝1/。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.1.5.5时隙到交错的映射对于TPC OFDM符号，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.1.5.6时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射每个已分配的时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。
5.2.1.2.9.1.5.7 OFDM公共运算已调制的TPC子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.1.6定位导频信道/保留的符号定位导频信道(PPC)可能在超帧的末端出现。当存在时，它的持续时间在6、10或14个OFDM符号之间变化。当PPC不存在时，在超帧的末端有两个保留的OFDM符号。PPC的存在或不存在以及它的持续时间通过在OIS信道上发信号来通知。
5.2.1.2.9.1.6.1定位导频信道包括所发送的信息和波形生成的PPC结构待定。
FLO设备可以自主地或结合GPS信号来使用PPC，以确定它的地理位置。
5.2.1.2.9.1.6.2保留的OFDM符号当PPC不存在时，在超帧的末端有两个保留的OFDM符号。
保留的OFDM符号中的所有时隙都使用一个1000比特固定模式作为输入，其中每个比特都设为0。根据图5.2.1.2.9.1.2-1所示的步骤，对这些比特进行处理。
5.2.1.2.9.1.6.2.1时隙分配保留的OFDM符号被分配索引为0到7的所有8个时隙。
5.2.1.2.9.1.6.2.2时隙缓冲区的填充每个已分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。
5.2.1.2.9.1.6.2.3时隙加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对每个已分配的保留的OFDM符号时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来标记。
5.2.1.2.9.1.6.2.4调制符号映射如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s0和s1的两个连续比特(即SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝0，1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中D＝1/。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.1.6.2.5时隙到交错的映射对于保留的OFDM符号，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.1.6.2.6时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射每个已分配的时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。
5.2.1.2.9.1.6.2.7 OFDM公共运算已调制的保留的OFDM符号子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.2广域OIS信道在当前超帧中，这个信道用来传递关于与广域数据信道相关联的活动MLC的开销信息，比如他们的调度传输时间和时隙分配。在每个超帧中，广域OIS信道持续5个OFDM符号间隔(见图5.2.1.2.3-2)。
根据图5.2.1.2.9.2-1所示的步骤，对广域OIS信道的物理层分组进行处理。
图5.2.1.2.9.2-1发射机中的OIS物理层分组处理5.2.1.2.9.2.1编马以码率R＝1/5对广域OIS信道物理层分组进行编码。编码器应丢弃输入的物理层分组的6比特尾部字段，并用如5.2.1.2.9.2.1.1所示的并行Turbo编码器对剩余的比特进行编码。该turbo编码器将加一个内部生成的6/R(＝30)输出码比特的尾部，这样输出的turbo编码比特的总数就是输入的物理层分组中的比特数的1/R倍。
图5.2.1.2.9.2.1-1示出了广域OIS信道的编码方案。广域OIS信道编码器的参数如表5.2.1.2.9.2.1-1所示。
图5.2.1.2.9.2.1-1广域/局域OIS信道编码器表5.2.1.2.9.2.1-1广域/局域OIS信道编码器的参数
5.2.1.2.9.2.1.1 Turbo编码器Turbo编码器采用两个系统的、递归的、卷积的并行连接的编码器，并在第二个递归卷积编码器前有一个交织器，即turbo交织器。这两个递归卷积码叫做turbo码的组成码(constituent codes)。组成编码器的输出被打孔(punctured)并被重复，以便达到期望的turbo编码输出比特数。
一个公共组成码被用于码率是1/5、1/3、1/2和2/3的turbo码。该组成码的传递函数是G(D)=1n0(D)d(D)n1(D)d(D)]]>其中，d(D)＝1+D2+D3，n0(D)＝1+D+D3，n1(D)＝1+D+D2+D3。
Turbo编码器所生成的输出符号序列应与图5.2.1.2.9.2.1.1-1所示的编码器所产生的相同。起初，该图中组成编码器寄存器的状态被设为0。然后，对组成编码器进行同步，同时开关处于所指出的位置。
通过对组成编码器同步Nturbo次同时开关处于向上位置、并如表5.2.1.2.9.2.1.1-1所示对输出进行打孔，来生成编码数据输出比特。在一个打孔模式中，‘0’意味着该比特将被删除，而‘1’意味着该比特将被通过。每个比特周期的组成编码器输出将被按照顺序X、Y0、Y1、X′、Y′0、Y′1通过，其中X先输出。在生成编码数据输出比特过程中，不使用比特重复。
尾部周期的组成编码器输出符号打孔如表5.2.1.2.9.2.1.1-2所示。在一个打孔模式中，‘0’意味着该符号将被删除，而‘1’意味着该符号将被通过。
对于码率为1/5的turbo码，前三个尾部周期中的每一个的尾部输出码比特被进行打孔并被重复，以实现序列XXY0Y1Y1，而后三个尾部周期中的每一个的尾部输出码比特被进行打孔并被重复，以实现序列X′X′Y′0Y′1Y′1。
图5.2.1.2.9.2.1.1-1 Turbo编码器表5.2.1.2.9.2.1.1-1 OIS信道数据比特周期的打孔模式
注意该打孔表是从上往下读。
表5.2.1.2.9.2.1.1-2 OIS信道尾部比特周期的打孔模式
注意对于码率为1/5的turbo码，该打孔表是先从上往下读，重复X、X′、Y1和Y′1，再从左往右读。
5.2.1.2.9.2.1.1 Turbo交织器Turbo交织器是turbo编码器的一部分，它对送到组成编码器2的turbo编码器输入数据进行块交织。
Turbo交织器在功能上相当于将turbo交织器输入比特的整个序列顺序写入一个阵列中的地址序列，然后从下面描述的过程定义的地址序列将该整个序列读出。
令输入地址序列为从0到Nturbo-1，那么，交织器输出地址序列等于图5.2.1.2.9.2.1.2-1所示的过程的所产生的那些输出，描述如下36。
1.确定turbo交织器参数n，其中n是使Nturbo≤2n+5的最小整数。
表5.2.1.2.9.2.1.2-1给出对于1000比特物理层分组的这个参数。
2.将一个(n+5)比特的计数器初始化为0。
3.从计数器中提取出n个最重要比特(MSB)，并将其加1，以形成一个新值。然后丢弃除了该值的n个最不重要比特(LSB)以外的所有比特。
4.利用等于计数器的5个LSB的读取地址，获得表5.2.1.2.9.2.1.2-2所定义的查表过程的n比特输出。注意这个表36该过程等于如下过程将计数器的值按行写入一个25行、2n列的阵列，根据比特反转规则对这些行进行混洗，根据特定行(row-specific)线性同余序列对每个行中的元素进行改序，然后按列读取暂定输出地址。该线性同余序列规则是x(i+1)＝(x(i)+c)mod 2n，其中x(0)＝c，且c是来自查找表的特定行值。取决于n的值。
5.将步骤3和步骤4所得的值相乘，然后丢弃除了n个LSB以外的所有比特。
6.将计数器的五个LSB进行比特反转。
7.形成一个暂定输出地址，其MSB等于步骤6所得的值，且其LSB等于步骤5所得的值。
8.如果暂定输出地址小于Nturbo，则接受其作为输出地址，否则丢弃它。
9.将计数器加1，重复步骤3到8，直到获得所有Nturbo个交织器输出地址。
图5.2.1.2.9.2.1.2-1 Turbo交织器输出地址计算过程表5.2.1.2.9.2.1.2-1 Turbo交织器参数
表5.2.1.2.9.2.1.2-2 Turbo交织器查找表定义
5.2.1.2.9.2.2比特交织对于OIS信道和数据信道，比特交织的形式是块交织。Turbo编码分组的码比特的交织模式是把相邻的码比特映射到不同的星座符号。
比特交织器应通过如下过程对turbo编码比特进行重排序a.对于N个需要进行交织的比特，比特交织矩阵M为4列、N/4行的块交织器。N个输入比特将被一列接一列顺序写入交织阵列。以索引j来标记矩阵M的行，其中j＝0到N/4-1，且行0是第一行。
b.对于索引为偶数(j mod 2＝0)的每个行j，第2列和第3列的元素被互换。
c.对于索引为奇数(j mod 2!＝0)的每个行j，第1列和第4列的元素被互换。
d.用M表示所得到的矩阵。M的内容须行优先地从左到右读出。
图5.2.1.2.9.2.2-1说明了假设N＝20的情况下比特交织器的输出。
图5.2.1.2.9.2.2-1 N＝20的比特交织器操作示例5.2.1.2.9.2.3数据时隙分配对于广域OIS信道，为了OIS信道turbo已编码分组的传输，每个OFDM符号应分配7个数据时隙。广域OIS信道应使用发射方式5。因此，它需要5个数据时隙来容纳一个turbo编码分组的内容。一些广域OIS信道turbo编码分组可能持续两个连续的OFDM符号。数据时隙分配在MAC层(见4.8)进行。
5.2.1.2.9.2.4数据时隙缓冲区的填充如图5.2.1.2.9.2.4-1所示，将广域OIS信道turbo编码分组的比特交织码比特顺序写入一个或者两个连续的OFDM符号中的5个连续的数据时隙缓冲区。这些数据时隙缓冲区对应于时隙索引1到7。数据时隙缓冲区的大小为1000个比特37。在广域OIS信道(见图5.2.1.2.3-2)中，这7个广域OIS信道turbo编码分组(TEP)占用5个连续的OFDM符号上的连续时隙。
图5.2.1.2.9.2.4-1广域OIS信道Turbo编码分组到数据时隙缓冲区的映射5.2.1.2.9.2.5时隙加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对每个已分配的时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。
37数据时隙缓冲区的大小对于QPSK是1000比特，对于16-QAM和分层调制是2000比特。
5.2.1.2.9.2.6比特到调制符号的映射如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s0和s1的两个连续比特(即SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中D＝1/。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.2.7时隙到交错的映射对于广域OIS信道OFDM符号，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.2.8时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射每个已分配的时隙中的500个调制符号应按照以下过程顺序分配给500个交错子载波a.创建一个空的子载波索引向量(SCIV)。
b.令i为范围(i∈{0，511})中的索引变量。初始化i为0。
c.用i的9比特值ib来表示i。
d.比特反转ib，并将结果值记为ibr。如果ibr＜500，那么将ibr追加到SCIV。
e.如果i＜511，将i加1，然后转到步骤c。
f.将数据时隙中索引为j(j∈{0，499})的符号映射到分配给该数据时隙的索引为SCIV38[j]的交错子载波。
5.2.1.2.9.2.9 OFDM公共运算已调制的广域OIS信道子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.3局域OIS信道在当前超帧中，该信道用来传递关于与局域数据信道相关联的活动MLC的开销信息，比如它们的传输调度时间和时隙分配。在每个38SCIV只需计算一次，并可以被用于所有数据时隙。超帧中，局域OIS信道持续5个OFDM符号间隔(见图5.2.1.2.3-2)。
根据图5.2.1.2.9.2-1所示的步骤，对局域OIS信道的物理层分组进行处理。
5.2.1.2.9.3.1编码以码率R＝1/5对局域OIS信道物理层分组进行编码。该编码过程应与如5.2.1.2.9.2.1所示的对于广域OIS信道物理层分组的编码过程相同。
5.2.1.2.9.3.2比特交织如5.2.1.2.9.2.2所示的那样，对局域OIS信道turbo编码分组进行比特交织。
5.2.1.2.9.3.3数据时隙分配对于局域OIS信道，为了turbo编码分组的传输，每个OFDM符号分配7个数据时隙。局域OIS信道使用发射方式5。因此，它需要5个数据时隙来容纳一个turbo编码分组的内容。一些局域OIS turbo分组可能持续两个连续的OFDM符号。数据时隙分配在MAC层(见4.8)进行。
5.2.1.2.9.3.4数据时隙缓冲区的填充如图5.2.1.2.9.3.4-1所示，将局域OIS信道turbo编码分组的比特交织码比特顺序写入一个或者两个连续的OFDM符号中的5个连续的数据时隙缓冲区。这些数据时隙缓冲区对应于时隙索引1到7。数据时隙缓冲区的大小为1000个比特。在广域OIS信道中，这7个局域OIS信道turbo编码分组(TEP)占用5个连续的OFDM符号上的连续时隙(见图5.2.1.2.9.3.4-1)。
图5.2.1.2.9.3.4-1局域OIS Turbo编码分组到数据时隙缓冲区的映射5.2.1.2.9.3.5时隙加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对每个已分配的时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来标记。
5.2.1.2.9.3.6比特到调制符号的映射如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s0和s1的两个连续比特(即SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中D＝1/。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.3.7时隙到交错的映射对于局域OIS信道OFDM符号，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.3.8时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射该过程与如5.2.1.2.9.2.8所示的对于广域OIS信道的映射过程相同。
5.2.1.2.9.3.9 OFDM公共运算已调制的局域OIS信道子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.4广域FDM导频信道广域FDM导频信道与广域数据信道或广域OIS信道一起发送。广域FDM导频信道携带固定的比特模式，该模式可以用于广域信道估计和FLO设备的其它功能。
在携带广域数据信道或广域OIS信道的每个OFDM符号期间，为广域FDM导频信道分配一个时隙。
已分配的时隙使用一个1000比特固定模式作为输入。这些比特被设为0。根据图5.2.1.2.9.1.2-1所示的步骤，对这些比特进行处理。
5.2.1.2.9.4.1时隙分配在携带广域数据信道或广域OIS信道的每个OFDM符号期间，为广域FDM导频信道分配索引为0的时隙。
5.2.1.2.9.4.2时隙缓冲区的填充分配给广域FDM导频信道的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。
5.2.1.2.9.4.3时隙加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对广域FDM导频信道时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来标记。
5.2.1.2.9.4.4调制符号映射如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，第i个已加扰时隙缓冲区的分别被标记为s0和s1的两个连续比特(即SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝0，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中D＝1/。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.4.5时隙到交错的映射对于广域FDM导频信道，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.4.6时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射已分配的时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。
5.2.1.2.9.4.7 OFDM公共运算已调制的广域FDM导频信道子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.5局域FDM导频信道局域FDM导频信道与局域数据信道或局域OIS信道一起发送。局域FDM导频信道携带固定的比特模式，该模式可以用于局域信道估计和FLO设备的其它功能。
在携带局域数据信道或局域OIS信道的每个OFDM符号期间，为局域FDM导频信道分配一个时隙。
已分配的时隙使用一个1000比特固定模式作为输入。这些比特被设为0。根据图5.2.1.2.9.1.2-1所示的步骤，对这些比特进行处理。
5.2.1.2.9.5.1时隙分配在携带局域数据信道或局域OIS信道的每个OFDM符号期间，为局域FDM导频信道分配索引为0的时隙。
5.2.1.2.9.5.2导频时隙缓冲区的填充分配给局域FDM导频信道的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。
5.2.1.2.9.5.3时隙缓冲区加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对局域FDM导频信道时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来标记。
5.2.1.2.9.5.4调制符号映射如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，第i个已加扰时隙缓冲区的分别被标记为s0和s1的两个连续比特(即SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝0，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中D＝1/。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.5.5时隙到交错的映射对于广域FDM导频信道，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.5.6时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射已分配的时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。
5.2.1.2.9.5.7 OFDM公共运算已调制的局域FDM导频信道子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.6广域数据信道广域数据信道用来携带要用于广域多播的物理层分组。该广域数据信道的物理层分组可以与在该广域内发送的任何一个活动MLC相关联。
5.2.1.2.9.6.1已分配的时隙的广域数据信道处理根据图5.2.1.2.9.6.1-1所示的步骤，对广域数据信道的物理层分组进行处理。
对于常规调制(QPSK和16-QAM)，在存储到数据时隙缓冲区之前，物理层分组被进行turbo编码的并且被进行比特交织。对于分层调制，在被复用到数据时隙缓冲区中之前，基本分量物理层分组和增强分量物理层分组被进行turbo编码并且被独立地进行比特交织。
图5.2.1.2.9.6.1-1发射机中的数据信道物理层分组处理5.2.1.2.9.6.1.1编码以码率R＝1/2、1/3或2/3对广域数据信道物理层分组进行编码。编码器丢弃输入的物理层分组的6比特尾部字段，并且用如5.2.1.2.9.2.1.1所示的并行turbo编码器对剩余的比特进行编码。Turbo编码器将加上内部生成的6/R(＝12、18或9)个输出码比特的尾部，这样输出的turbo编码比特总数就是输入的物理层分组比特数的1/R倍。
图5.2.1.2.9.6.1.1-1示出了广域数据信道的编码方案。广域数据信道编码器参数如表5.2.1.2.9.6.1.1-1所示。
图5.2.1.2.9.6.1.1-1数据信道编码器表5.2.1.2.9.6.1.1-1数据信道编码器的参数
5.2.1.2.9.6.1.1.1 Turbo编码器广域数据信道物理层分组所用的turbo编码器如5.2.1.2.9.2.1.1所示。
通过对组成编码器同步Nturbo次同时开关处于向上位置、并如表5.2.1.2.9.6.1.1.1-1所示对输出进行打孔，来生成编码数据输出比特。在一个打孔模式中，‘0’意味着该比特将被删除，而‘1’意味着该比特将被通过。每个比特周期的组成编码器输出将被按照顺序X、Y0、Y1、X′、Y′0、Y′1通过，其中X先输出。在生成编码数据输出符号过程中，不使用比特重复。
尾部周期的组成编码器输出符号打孔如表5.2.1.2.9.6.1.1.1-2所示。在一个打孔模式中，‘0’意味着该符号将被删除，而‘1’意味着该符号将被通过。
对于码率为1/2的turbo码，前三个尾部比特周期中的每一个的尾部输出码比特为XY0，而后三个尾部比特周期中的每一个的尾部输出码比特为X′Y′0。
对于码率为1/3的turbo码，前三个尾部比特周期中的每一个的尾部输出码比特为XXY0，而后三个尾部比特周期中的每一个的尾部输出码比特为X′X′Y′0。
对于码率为2/3的turbo码，前三个尾部比特周期的尾部输出码比特分别为XY0、X和XY0。后三个尾部比特周期的尾部输出码比特分别为X′、X′Y′0、和X′。
表5.2.1.2.9.6.1.1.1-1数据比特周期的打孔模式
注意该打孔表是从上往下读。
表5.2.1.2.9.6.1.1.1-2尾部比特周期的打孔模式
注意对于码率为1/2的turbo码，该打孔表是先从上往下读，再从左往右读。对于码率为1/3的turbo码，该打孔表是从上往下读，重复X和X′，再从左往右读。对于码率为2/3的turbo码，该打孔表是先从上往下读，再从左往右读。
5.2.1.2.9.6.1.1.2 Turbo交织器广域数据信道的turbo交织器如5.2.1.2.9.2.1.2所示。
5.2.1.2.9.6.1.2比特交织如5.2.1.2.9.2.2所示的那样，对广域数据信道turbo编码分组进行比特交织。
5.2.1.2.9.6.1.3数据时隙分配对于广域数据信道，为发送与一个或多个MLC相关联的多个turbo编码信息分组，每个OFDM符号可以分配多达7个数据时隙。对于某些方式(2、4、8和11，见表5.2.1.2.8-1)，一个turbo编码分组占用一个时隙的一部分。然而，是以避免多个MLC共享同一OFDM符号内的时隙的方式将时隙分配给MLC的。
5.2.1.2.9.6.1.4数据时隙缓冲区的填充广域数据信道turbo编码分组的比特交织码比特被写入一个或更多据时隙缓冲区中。这些数据时隙缓冲区对应于时隙索引1到7。
数据时隙缓冲区的大小对于QPSK是1000比特，对于16-QAM和分层调制是2000比特。
对于QPSK和16-QAM调制，比特交织码比特被顺序写入时隙缓冲区中。
对于分层调制，在填充时隙缓冲区之前，如图5.2.1.2.9.6.1.4-1所示的那样，对与基本和增强分量相对应的比特交织码比特进行交织。
图5.2.1.2.9.6.1.4-1对于分层调制，对基本和增强分量比特进行交织以用于填充时隙缓冲区图5.2.1.2.9.6.1.4-2示出了一个Turbo编码分组持续3个数据时隙缓冲区的情况。
图5.2.1.2.9.6.1.4-2占用3个数据时隙缓冲区的数据信道Turbo编码分组图5.2.1.2.9.6.1.4-3示出了对码率为1/3的基本分量turbo编码分组与(码率相同的)增强分量turbo分组进行复用，以占用3个数据时隙缓冲区的情况。
图5.2.1.2.9.6.1.4-3复用基本和增强分量Turbo编码分组，占用3个数据时隙缓冲区图5.2.1.2.9.6.1.4-4示出了一个数据信道turbo编码分组占用一个数据时隙的一个部分、并且需要四个turbo编码分组来填充整数个数据时隙的情况。
图5.2.1.2.9.6.1.4-4占用3个数据时隙缓冲区的数据信道Turbo编码分组该图中的三个时隙可能持续一个OFDM符号或多个连续的OFDM符号。在任一情况中，在一个OFDM符号上对于一个MLC的数据时隙分配具有连续的时隙索引。
图5.2.1.2.9.6.1.4-5示出了在一帧中三个连续的OFDM符号上为五个不同MLC进行的时隙分配的快照。在该图中，TEPn，m表示第m个MLC的第n个turbo编码分组。在该图中，●MLC1使用发射方式0，并且对于每个turbo编码分组需要3个时隙。它用3个连续的OFDM符号来发送一个turbo编码分组。
●MLC2使用发射方式1，并且利用2个时隙来发送一个turbo编码分组。它用OFDM符号n和n+1来发送两个turbo编码分组。
●MLC3使用发射方式2，并且发送一个turbo编码分组需要1.5个时隙。它用3个连续的OFDM符号来发送6个turbo编码分组。
●MLC4使用发射方式1，并且发送一个turbo编码分组需要2个时隙。它用2个连续的OFDM符号来发送两个turbo编码分组。
●MLC5使用发射方式3，并且发送一个turbo编码分组需要1个时隙。它用一个OFDM符号来发送一个turbo编码分组。
图5.2.1.2.9.6.1.4-5在一帧中的3个连续的OFDM符号上为多个MLC进行时隙分配5.2.1.2.9.6.1.5时隙加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对每个已分配的时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。
5.2.1.2.9.6.1.6比特到调制符号的映射对于广域数据信道，取决于发射方式，可以用QPSK，16-QAM或分层调制中的任何一种。
5.2.1.2.9.6.1.6.1 QPSK调制如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s0和s1的两个连续比特(即SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中D＝1/。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.6.1.6.2 16-QAM调制如表5.2.1.2.9.6.1.6.2-1所示，来自第i个已加扰数据时隙缓冲区的四个连续比特(即SB(i，4k)、SB(i，4k+1)、SB(i，4k+2)和SB(i，4k+3)，i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被分组并被映射到16-QAM复调制符号S(k)＝(mI(k)，mQ(k))，k＝0，1，...499，其中A=1/10.]]>图5.2.1.2.9.6.1.6-1示出了16-QAM调制的信号星座图，其中s0＝SB(i，4k)、s1＝SB(i，4k+1)、s2＝SB(i，4k+2)、s3＝(i，4k+3)。
表5.2.1.2.9.6.1.6.2-116-QAM调制表
图5.2.1.2.9.6.1.6.2-1 16-QAM调制的信号星座图5.2.1.2.9.6.1.6.3具有基本和增强分量的分层调制如表5.2.1.2.9.6.1.6.3-1所示，来自第i个已加扰数据时隙缓冲区的四个连续比特(即SB(i，4k)、SB(i，4k+1)、SB(i，4k+2)和SB(i，4k+3)，i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被分组并被映射到分层复调制符号S(k)＝(mI(k)，mQ(k))，k＝0，1，...499。如果r表示基本分量和增强分量之间的能量比，那么α和β可以通过如下给出α=r2(1+r)]]>且β=12(1+r)]]>(见表5.2.1.2.6-1)。
图5.2.1.2.9.6.1.6.3-1示出了分层调制的信号星座图，其中s0＝SB(i，4k)、s1＝SB(i，4k+1)、s2＝SB(i，4k+2)、s3＝(i，4k+3)。应该注意，填充时隙缓冲区的过程确保了(见图5.2.1.2.9.6.1.4-1)比特s0和s2对应于增强分量，而比特s1和s3对应于基本分量。
表5.2.1.2.9.6.1.6.3-1分层调制表
注意α=r2(1+r),]]>β=12(1+r),]]>其中r是基本分量能量和增强分量能量之比。
图5.2.1.2.9.6.1.6.3-1分层调制的信号星座图5.2.1.2.9.6.1.6.4仅有基本分量的分层调制如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，来自第i个已加扰时隙缓冲区的四个连续比特中分别被标记为s0和s1的第2个和第4个比特(即SB(i，4k+1)和SB(i，4k+3)，i＝1，2，...7，k＝0，1...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中D＝1/。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.6.1.7时隙到交错的映射对于广域数据信道OFDM符号，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.6.1.8时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射使用5.2.1.2.9.2.8所示的过程，每个已分配时隙中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波。
5.2.1.2.9.6.1.9 OFDM公共运算已调制的广域数据信道子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.6.2未分配的时隙的广域数据信道处理广域数据信道中未分配的时隙使用一个1000比特固定模式作为输入，其中每个比特被设为0。根据图5.2.1.2.9.1.2-1所示的步骤，对这些比特进行处理。
5.2.1.2.9.6.2.1时隙缓冲区的填充广域数据信道的每个未分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。
5.2.1.2.9.6.2.2时隙加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对广域数据信道中每个未分配的时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。
5.2.1.2.9.6.2.3调制符号映射如表5.2.1.2.9.1.1.3-1所示，来自第i个已加扰时隙缓冲区的、分别被标记为s0和s1的两个连续比特(即SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝1，2，...7，k＝0，1，...499)构成的每一组被映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)，其中D＝1/。图5.2.1.2.9.1.1.3-1示出了QPSK调制的信号星座图。
5.2.1.2.9.6.2.4时隙到交错的映射对于广域数据信道OFDM符号中未分配的时隙，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.6.2.5时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射时隙缓冲区中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。
5.2.1.2.9.6.2.6 OFDM公共运算该已调制的广域数据信道OFDM子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.7局域数据信道局域数据信道用来携带要用于局域多播的物理层分组。局域数据信道的物理层分组可以与该局域中发送的任何一个活动MLC相关联。
5.2.1.2.9.7.1已分配的时隙的局域数据信道处理根据图5.2.1.2.9.6.1-1所示的步骤，对局域数据信道的物理层分组进行处理。
对于常规调制(QPSK和16-QAM)，在存储到数据时隙缓冲区中之前，物理层分组被进行turbo编码并且被进行比特交织。对于分层调制，在复用到数据时隙缓冲区中之前，基本分量物理层分组和增强分量物理层分组被进行turbo编码并且被独立地进行比特交织。
5.2.1.2.9.7.1.1编码以码率R＝1/2、1/3或2/3对局域数据信道物理层分组进行编码。该编码过程与如5.2.1.2.9.6.1.1所示的对于广域数据信道的编码相同。
5.2.1.2.9.7.1.2比特交织如5.2.1.2.9.2.2所示的那样，对局域数据信道turbo编码分组进行交织。
5.2.1.2.9.7.1.3数据时隙分配对于局域数据信道，时隙分配如5.2.1.2.9.6.1.3所示。
5.2.1.2.9.7.1.4数据时隙缓冲区的填充局域数据信道的时隙缓冲区的填充过程如5.2.1.2.9.6.1.4所示。
5.2.1.2.9.7.1.5时隙加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对每个已分配的时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。
5.2.1.2.9.7.1.6时隙比特到调制符号的映射对于局域数据信道，取决于发射方式，可以使用QPSK、16-QAM或分层调制中的任何一种。
5.2.1.2.9.7.1.6.1 QPSK调制如5.2.1.2.9.6.1.6.1所示的那样，来自已加扰时隙缓冲区的两个连续比特构成的每一组被映射到一个QPSK调制符号。
5.2.1.2.9.7.1.6.2 16-QAM调制如5.2.1.2.9.6.1.6.2所示的那样，来自已加扰时隙缓冲区的四个连续比特构成的每一组被映射到一个16-QAM调制符号。
5.2.1.2.9.7.1.6.3具有基本和增强分量的分层调制如5.2.1.2.9.6.1.6.3所示的那样，来自已加扰时隙缓冲区的四个连续比特构成的每一组被映射到一个分层调制符号。
5.2.1.2.9.7.1.6.4仅有基本分量的分层调制如5.2.1.2.9.6.1.6.4所示的那样，来自已加扰时隙缓冲区的四个连续比特中的第二个和第四个比特构成的每一组被映射到一个QPSK调制符号。
5.2.1.2.9.7.1.7时隙到交错的映射对于局域数据信道OFDM符号，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.7.1.8时隙调制符号到交错子载波的映射使用5.2.1.2.9.2.8所示的过程，将每个已分配的时隙的500个调制符号顺序地分配给500个交错子载波。
5.2.1.2.9.7.1.9 OFDM公共运算已调制的广域数据信道子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.9.7.2未分配的时隙的局域数据信道处理局域数据信道中未分配的时隙使用1000比特固定模式作为输入，其中每个比特被设为0。根据图5.2.1.2.9.1.2-1所示的步骤，对这些比特进行处理。
5.2.1.2.9.7.2.1时隙缓冲区的填充局域数据信道的每个未分配的时隙的缓冲区由1000个比特组成的固定模式完全填充，其中每个比特被设为‘0’。
5.2.1.2.9.7.2.2时隙加扰如5.2.1.2.9.1.2.3所示的那样，对广域数据信道中每个未分配的时隙缓冲区的比特进行加扰。已加扰的时隙缓冲区以SB来表示。
5.2.1.2.9.7.2.3调制符号映射如5.2.1.2.9.6.2.3所示的那样，来自已加扰时隙缓冲区的两个连续比特构成的每一组被映射到一个QPSK调制符号。
5.2.1.2.9.7.2.4时隙到交错的映射对于局域数据信道OFDM符号中未分配的时隙，时隙到交错的映射如5.2.1.2.10所示。
5.2.1.2.9.7.2.5时隙缓冲区调制符号到交错子载波的映射时隙缓冲区中的500个调制符号被顺序分配给500个交错子载波，如下第i个复调制符号(其中i∈{0，1，...499})被映射到该交错的第i个子载波。
5.2.1.2.9.7.2.6 OFDM公共运算该已调制的局域数据信道OFDM符号子载波要经历如5.2.1.2.11所示的公共运算。
5.2.1.2.10时隙到交错的映射如本部分所示的那样，时隙到交错的映射随各个OFDM符号而变化。
每个OFDM符号中有8个时隙。
FDM导频信道利用时隙0。对于一个超帧中的OFDM符号索引j，时隙0被分配了交错Ip[j]，如下●如果(j mod 2＝0)，那么Ip[j]＝2。
●否则，Ip[j]＝6。
时隙0的交错分配过程确保了对于偶数和奇数的OFDM符号索引，FDM导频信道分别被分配了交错2和6。将每个OFDM符号中剩余的7个交错分配到时隙1到7。这如图5.2.1.2.10-1所示，其中P和D表示分配给FDM导频信道和数据信道分别占用的时隙的交错。
图5.2.1.2.10-1 FDM导频的交错分配对于时隙1到7，时隙到交错的映射如下1.令i是交错索引i(i∈{0，7})的3比特值。将i的比特反转值表示为ibr。
2.如5.2.1.2.2.4所定义的那样，令Ij表示第j个交错。通过用ibr替换Ii中的索引i(i∈{0，7})来对交错序列{I0I1I2I3I4I5I6I7}进行改序，以生成改序后的序列，PS＝{I0I4I2I6I1I5I3I7}。
3.在PS中联合交错39I2和I6，以生成缩短的交错序列，SIS＝{I0I4I2/I6I1I5I3I7}。
4.对于一个超帧中索引为j(j∈{1，1199})40的OFDM符号，用等于(2×j)mod7的值，对步骤3中的SIS执行一次循环右移41，以生成改序后的缩短的交错序列PSIS(j)。
39因为交错2和交错6交替地用于导频，所以剩余的七个交错用来分配给数据时隙。
40一个超帧持续1200个OFDM符号间隔。未使用OFDM符号索引0的时隙到交错的映射。
41对序列s＝{1 2 3 4 5}循环右移2次，产生序列s(2)＝{4 5 1 2 3}。
5.如果(j mod 2＝0)，则选择PSIS(j)中的交错I6。否则，选择PSIS(j)中的交错I2。
6.对于一个超帧中第j个OFDM符号间隔，第k个数据时隙(其中k∈{1，...7})将被分配交错PSIS(j)[k-1]。
图5.2.1.2.10-2示出了在15个连续OFDM符号间隔上的所有8个时隙的交错分配。时隙到交错的映射模式在14个连续OFDM符号间隔之后重复42。
图5.2.1.2.10-2时隙的交错分配5.2.1.2.11 OFDM公共运算这一块将对于OFDM符号间隔m、与子载波索引k相关联的复调制符号Xk，m变换为RF发射信号。图5.2.1.2.11-1中示出了该运算。
图5.2.1.2.11-1 OFDM公共运算42该图示出了在相同时间部分中所分配的跟在导频交错之后的所有交错，并且所有交错的信道估计性能是相同的。
5.2.1.2.11.1 IFT运算通过傅立叶逆变换(IFT)方程，与第m个OFDM符号相关联的复调制符号Xk，m，k＝0，1，...，4095与连续时间信号xm(t)产生联系。具体地，xm(t)=1NΣk=0N-1Xk,mej2π(Δf)SC(k-N2)(t-TWGI-TFGI),]]>其中0≤t≤Ts′在上述方程中，(Δf)SC是子载波间距(见5.2.1.2.2.2)，而TWGI、TFGI和Ts′是在5.2.1.2.3中定义的。
5.2.1.2.11.2加窗信号xm(t)被乘以窗函数w(t)，其中w(t)=0.5+0.5cos(π+πt/TWGI)0≤t≤TWGI1TWGI<t<(TWGI+TFGI+TU)0.5+0.5cos(π+π(Ts′-t)/TWGI)(TWGI+TFGI+TU)≤t≤(2TWGI+TFGI+TU)]]>加窗后的信号被表示为ym(t)，其中ym(t)＝xm(t)w(t)上述的TU和Ts是如5.2.1.2.3中所定义的。
5.2.1.2.11.3重叠和增加通过把来自接连的OFDM符号中的加窗后的连续时间信号重叠TWGI来生成基带信号sBB(t)。这在图5.2.1.2.11.3-1中示出。具体地，sBB(t)通过以下给出sBB(t)=Σm=-∞∞ym=(t-mTs)]]> 图5.2.1.2.11.3-1加窗OFDM符号的重叠5.2.1.2.11.4载波调制同相及正交基带信号将被上变频到RF频率并且进行求和以生成RF波形sRF(t)。在图5.2.1.2.11-1中，fC(k)是第k个FLO RF信道的中心频率(见表5.2.1.1.1-1)。
5.2.1.3同步和定时待提供。
5.2.1.3.1定时基准源待提供。
5.2.1.3.2 FLO网络传输时间待提供。
权利要求
1.一种用于交织的方法，包括对一个交错的多个子载波进行交错间交织；以及对多个交错进行交错内交织。
2.如权利要求1所述的方法，其中，子载波数是500。
3.如权利要求2所述的方法，其中，交错数是8。
4.如权利要求1所述的方法，其中，所述对一个交错的多个子载波进行交错间交织包括使用交错表，根据分配的时隙索引，以顺序线性的方式将一个星座符号序列的多个符号映射到相应的多个子载波。
5.一种处理器，用于对一个交错的多个子载波进行交织；以及对多个交错进行交织。
6.一种处理器，包括用于对一个交错的多个子载波进行交织的模块；以及用于对多个交错进行交织的模块。
7.一种包含用于交织的方法的可读介质，包括对一个交错的多个子载波进行交织；以及对多个交错进行交织。
全文摘要
一种用于使用交织实现时间分集的系统和方法。为了简化发射机和接收机上的操作，可以使用一个方程来确定在给定的OFDM符号时间从时隙到交织的映射。
文档编号H04L1/00GK101032110SQ200580033017
公开日2007年9月5日 申请日期2005年7月29日 优先权日2004年7月29日
发明者迈克尔毛·王, 凌复云, 拉马斯瓦米·穆拉利, 拉吉夫·维贾亚恩 申请人:高通股份有限公司