接收器的制作方法

专利名称：接收器的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线数据接收器，具体涉及一种接收以多频带正交频
分复用(MB-OFDM)方法调制的信号的接收器。
背景技术：
正交频分复用(OFDM)调制方法近来已经作为用于实现高速无线 数据传输的技术吸引了注意力。存在关于使用OFDM调制系统和用于超 宽带(UWB)通信的跳频的组合的无线传输方法、即MB-OFDM方法的标 准(ISO/IEC 26907高速率超宽带PHY和MAC标准)。
在OFDM调制方法内，在一个符号内包括的多个数据的每个被划 分为大量的副载波(多载波)。要一起发送的一组数据被称为符号(或者 OFDM符号)。在使用逆傅立叶的OFDM调制方法内，多个副载波被转 换为占用时间区域的信号。所述信号被使用载波调制，并且被发送。 在保持在频率轴上的正交性的同时，等距离地布置所述副载波。
MB-OFDM系统被称为使用用于超宽带(UWB)通信的OFDM调制 系统的通信方法。在所述MB-OFDM系统内，528 MHz的频带被称为带， 并且多个带的一组(原理上为3个带；作为例外也可以是2个带)被称为带 组。在MB-OFDM系统内，对于在一个带内的每个单个OFDM符号或者 多个符号，在改变载波的中央频率(执行跳频)以便改变由副载波占用的 带的同时，执行通信。
具体上，当一个带组的每个带被表示为带l、带2和带3时，在改变 由副载波占用的带的同时发送数据。对于每个单个OFDM符号，以下面 的顺序改变由用于发送数据的副载波占用的带带1 —带2—带3 —带
41......。利用改变由用于每个OFDM符号占用的带而发送数据的操作被
称为跳频。
图18示出了如何在MB-OFDM系统内利用将载波频率跳频来执行 数据发送。如图18内所示，通过使用三个带l、 2和3而执行通信的微微 网(piconet) A和微微网B彼此靠近。在此所称为的微微网是由主(主机) 和从(装置)配置的网络。微微网A具有跳频模式，其以带1^带2^带 3......的顺序在所述图内向右斜着升高，而微微网B具有以带3 —带2—
带l......的顺序向右斜着降低的跳频模式。如图18内所示，为了在接收
器侧上获得分集效果，相同内容的数据被扩散为两个共轭符号，并且 被顺序地送到传输信道。具体上， 一个符号A1作为两个共轭符号(A1-1) 和(Al-2)在两个周期内被连续地发送。
在微微网A和微微网B在与时间T1或者时间T2同一时刻通过使用 同一频带(带2)来执行通信的情况下，两个符号(Al-2)和(Bl-2)经历帧冲 突，并且符号(Al-2)和(Bl-2)彼此干扰。结果，在其中微微网A和微微 网B彼此接近的环境内产生的问题是所接收的符号的质量变差。在此， 例如所述的符号质量表示在符号内包含的噪声量。因此，在因为符号 (Al-2)和符号(Bl-2)使用同一频带而导致发生干扰的情况下，在符号 (Al-2)和符号(Bl-2)内包括的噪声量增加。在微微网之间的这样的干扰 被称为相邻微微网干扰。
日本专利申请第2005-269392号公开了一种接收器，其被配置为用 来补偿由这样的相邻微微网干扰引起的符号的变差。图19是图解组合 在日本专利申请第2005-269392号内描述的接收器的符号的符号组合电 路的方框图。信噪比(SNR)测量单元101测量时间扩散的符号的信号质 量。在加权确定电路102内，根据第一符号(A1-1)的信号质量(SNR1)来 设置第一符号(A1-1)的加权因子W1，并且根据第二符号(Al-2)的信号 质量(SNR2)来设置第二符号(A1-2)的加权因子W2。第一符号(A1-1)和 第二符号(Al-2)具有相同的内容数据。SNR是用于表示在信号内包含的噪声的比率的值。
通过将在乘法器104内的加权因子W1和第一符号(A1-1)相乘而获
得的值与在乘法器105内的加权因子W2和第二符号(Al-2)相乘而获得 的值相加，加法器103产生作为接收数据的组合符号。通过如此确定对 应于每个符号的信号质量的加权因子W1、 W2，有可能设置例如用于具 有不好信号质量的符号(A1-2)的较小的加权因子W2，并且设置用于具 有好的信号质量的符号(Al-l)的较大的加权因子Wl,由此使得有可能 减少由相邻的微微网干扰引起的信号质量变差的效果。
日本专利申请第2005-6116号公开了一种组合方法，用于使用其中 由两个天线接收在同一定时发送的单个MB-OFDM符号的空间分集系 统的接收器。使用这种方法，对应于副载波的信号质量来设置由第一 天线接收的符号的加权因子和由第二天线接收的符号的加权因子。
但是，在OFDM调制系统内，由干扰或者噪声对于每个副载波产 生的影响不均匀。结果，在如日本专利申请第2005-269392号内所述的 接收器中那样对于每个符号设置加权因子的情况下，不可能在其中信 号质量对于每个频率变化的频率选择性衰落环境下产生最佳的组合符 号。下面参考图20来更详细地说明这个问题。
图20示出了占用带l-3的多个副载波的标准化的电场强度E(dB)(以 下简称为"电场强度")。在图20中，实线表示占用带l的副载波的电场 强度，点划线表示占用带2的副载波的电场强度，虛线表示占用带3的 副载波的电场强度。
在每个带内，多个副载波被等距离地布置在频率轴上。具体上， 当将在副载波之间的频率间隙表示为m并且将在每个带内的中央频率
表示为fn时，以.......fn-2m、 fn-lm、 fn、 fn+lm、 fn+2m.......的顺序来
布置副载波。用于表示副载波幅度的减量的电场强度在带之间不同。
6在图20内，占用具有中央频率fl的带的副载波的电场强度、占用具有中
央频率f2的带的副载波的电场强度、占用具有中央频率f3的带的副载波 的电场强度重叠。在图20内，通过重叠各个带的中央频率来显示对于 在所述带内每个载波接收的幅度衰减。换句话说，从在图20内的频率 轴的左端到右端的区域是一个带的频带，并且带l-3的频带在中央频率 fn重叠。在带l的频率fl+m的电场强度、在带2的频率f2+m的电场强度、 在带3的频率f3+m的电场强度全部被示出为在频率fn+m上的点。
在具有时间分集的通信系统内，在从带1到3跳频的同时，符号被 发送两次。通过在图20内所示的占用同一频率上的不同带的副载波来 发送符号的数据。由占用带1的副载波来发送用于表示在符号A1内包含 的数据的第一符号(A1-1)，并且由占用带2的副载波来发送用于表示在 符号Al内包含的数据的第二符号(Al-2)。利用在具有频率fl+m的副载 波和具有频率f2+m的副载波之间的间隔来将构成符号Al的数据发送两 次。
相对于纵坐标绘制的电场强度不依赖于被承载的数据的内容。因 此，副载波的电场强度可以被估计为副载波本身的信号质量。电场强 度是由接收器接收的功率，并且所述估计分别对应于当电场强度高或 者低时的好或者不好的信号质量。
在传统的接收器(例如，参见日本专利申请第2005-269392号)内， 根据每个符号的信号质量来设置符号的加权因子。在传统的接收器内， 对于每个符号确定承载符号的整个副载波的信号质量，然后，根据每
个符号的信号质量来执行符号的加权。例如，让我们假定占用带l的整 个副载波的信号质量被确定为"好"，并且占用带2的整个副载波的信 号质量被确定为"不好"。在这种情况下，对于其信号质量为"好" 的由带l承载的第一符号设置较大的加权因子，对于其信号质量为"不 良"的由带2承载的第二符号设置较小的加权因子。

发明内容
本发明已经发现了下述问题所接收的信号的质量在由在所接收 的信号内包含的副载波占用的带之间不同，如图20内所示。即使从所 接收的信号的幅度信息也可以清楚地明白这一点。例如，观看带l，电 场强度在点A极低，并且具有在带1内的点A的频率的副载波的幅度被大 大减少。另一方面，观看带2，点B的电场强度高，并且具有在带2内的 点B的频率的副载波的幅度未被减少。所接收的信号的质量依赖于其中 定位了所接收的信号的副载波的带而大大不同。在其中电场强度对于 每个频率变化的频率选择性衰落环境内，像在传统的接收器内那样的 用于设置每个符号的加权因子的组合方法不会必然组合出最佳的接收 数据。
本发明的实施例的第一示例方面是一种接收器包括副载波单元 组合部，其对于与所接收的符号相关的每个副载波执行对应于每个副 载波的质量的加权；符号单元组合部，其对于每个副载波执行基于符 号的质量的公共加权；以及，组合系统切换单元，其在所述符号单元 组合部和所述副载波单元组合部的使用之间切换。
本发明的实施例的第二示例方面是一种接收器包括副载波单元 组合部，其对于与所接收的符号相关的每个副载波执行对应于每个副 载波的质量的加权。


通过下面结合附图的特定的示例实施例的说明，上述和其他示例 方面、优点和特征将更清楚，其中
图1是示出了本发明的实施例的发送器10的示意性构造的图2是示出了在正交相移键控(QPSK)内的数据映射的图3是示意地示出了相关跳频的图4是示出了副载波S11到S41在频率轴上的位置关系的图5是示出了在带1和带2之间的关系的图；图6是示出了本实施例的接收器60的构造的图7是示出了本实施例的接收器60的部分的图8是示出了第一符号缓冲器和第二符号缓冲器的图9A是示出了由符号质量估计和保存单元执行的处理的图9B是示出了在所接收的信号和噪声之间的关系的图10是示出了在符号加权确定单元内的处理的图ll是示出了加法器的操作的图12A是示出了副载波质量估计和保存单元和副载波计数器的输 入信号和输出信号的图12B是示出了在所接收的信号和噪声之间的关系的图13是示出了在副载波加权确定单元内的处理的图14是示出了加法器的操作的图15A和15B是示出了组合系统确定单元的操作的图； 图16是图解接收器的操作的时序图17是示出了在本实施例的接收器和传统接收器内的CNR(载波 噪声比)和FER(帧误差率)之间的关系的图18是示出了在MB-OFMD系统内利用载波频率跳频发送数据的 方式的图19是图解组合在日本专利申请第2005-269392号内描述的接收
器的符号的符号组合电路的方框图。
图20占用带l-3的多个副载波的标准化的电场强度E(dB)(以下简称 为"电场强度")。
具体实施例方式
下面参考附图来说明本发明的实施例。图l示出了本发明的实施例 的发送器10的示意性构造。在图1内的附图标号C1表示需要发送的一个 符号的数据。符号C1包括作为被发送的数据的S1、 S2、 S3和S4。这些 Sl-S4被串行地输入到串行-并行转换器11内。具体上，例如，Sl-S4可 以是两比特数据。串行-并行转换器ll向映射处理单元12内并行地输出 已经被串行输入的S1-S4。映射处理单元12执行并行输入的S1-S4的数字调制。在此，例如，假定使用正交相移键控(QPSK)。如图2内所示，映 射处理单元12将S1-S4分别调制为具有正交频率分量的的副载波S11、 S21、 S31、 S41。
由在映射处理单元12内的数字调制产生的副载波S11-S41被输出 到逆快速傅立叶变换(IFFT)装置13内。逆快速傅立叶变换装置13组合输 入的副载波S11-S41，产生符号tl，其作为具有一个时间带的信号，并 且向数模转换器14内输出所产生的符号tl。数模转换器14将输入的符号 tl转换为模拟信号，并且将其输出到乘法器15。乘法器15将输入的模拟 信号乘以载波cos^t，将符号tl的模拟信号进行模拟调制，并且向天线 16输出所调制的信号X。以下将频率转换一一上转换处理描述为"模拟 调制"。天线16向外部发送被调制的信号X。调制作为副载波S11到S41 的组合结果的符号tl的载波频率(以下称为"频率")被表示为fcl。
假定发送器10通过改变载波频率来重发送作为一个符号的数据的 Cl。即，通过跳频来时间扩散符号C1。在第二次发送符号C1中使用的 副载波将由S12、 S22、 S32和S42表示。在逆傅立叶变换装置13内组合 S12-S42之后输出的时间带信号被作为符号t2。符号t2被数模转换器14 转换为模拟信号，并且由乘法器15进行模拟调制。用于调制符号t2的模 拟信号的频率被表示为fc2。在一个符号的数据C1被发送两次后，同样 使用不同的载波频率来将C2发送两次，然后，类似地将C3、 C4、......
发送两次。图3示意地示出了相关的跳频。很清楚， 一个符号的各个数 据在不同的载波频率下进行模拟调制，并且被发送两次。为了简化说 明，将一个符号的数据C1发送两次的操作假设作为具体示例，并且仅 仅将具有副载波S11-S41和S12-S42的情况作为具体示例。
下面更详细地说明副载波S11-S41和S12-S42。图4示出了包括在由 具有频率fcl的载波调制的符号tl的副载波Sll-S41和包括在由具有频 率fc2的载波调制的符号t2的副载波S12-S42在频率轴上的位置关系。在 图1内所示的映射处理单元12使用QPSK来作为数字调制，并且执行所发送的信号的映射。在第一发送内，Sl被映射到Sll， S2被映射到S21， S3被映射到S31和S4被映射到S41。在第二发送内，S1被映射到S12， S2 被映射到S22， S3被映射到S32和S4被映射到S42。例如，副载波S11-S41
进行逆傅立叶变换。结果，副载波S11-S41具有正交频率分量，并且等 距离地被布置在频率轴上。以这种方式，副载波S11-S41被模拟调制。
当通过载波fcl来调制副载波Sll-S41时，其布置具有频率fcl作为 中心。另一方面，当位于带2内的副载波S12-S42在时间带信号的传输 期间使用载波fc2时，其在频率轴上的布置以频率fc2作为中心。在本实 施例的说明内，为了便于理解，将采用映射处理单元12来在各自的相 同频率上调制副载波S11和S12、 S21和S22、 S31和S32、与S41和S42。 实际上，映射处理单元12可以在不同的频率调制副载波S11和S12、 S21 和S22、 S31和S32与S41和S42。
在图5内，由副载波S11-S41占用的带1和由副载波S12-S42占用的 带2被示出为处于垂直布置中，其中，它们在中央频率fcl、 fc2处重叠。 在带1的副载波S11-S41和带2的副载波S12-S42之间有一对一的对应，并 且由对应的副载波承载相同的比特数据。
图6示出了本实施例的接收器60。由发送器10发送的信号被天线61 接收，并且被输出到带通滤波器(BPF)62。 BPF62是这样的滤波器，其 执行带限制以便仅仅处理在所接收的信号内期望的带的信号。由BPF 62提取的信号被输出到低噪声放大器(LNA)63。当所接收的信号很弱 时，所接收的信号被LNA63放大，以便利其处理。由LNA63放大的信 号通过直接转换方法被转换为基带，然后被输入在低通滤波器(LPF)64 内。因为总是通过跳频来改变中央频率，因此在来自多带控制装置79 的控制下改变中央频率。所述基带信号进行可变增益放大器(VGA)65 的调整处理，然后被输入到模数(A/D)转换器66内。通过测量所接收的 信号的功率并且调整VGA65(自动增益控制(AGC)处理)，有可能有效地 使用A/D的动态范围。模数转换器66将所接收的信号转换为数字信号，
11并且将其输出到获取自动频率控制(AFC)装置67,其执行载波感应处理等。
获取AFC装置67实现在发送器和接收器之间的频率误差的校正或 者载波感应处理。而且，获取AFC装置67指令多带控制装置79，使得在 通过载波感应确认的定时执行跳频处理。获取AFC装置67向傅立叶变换 装置68输出被处理的信号，并且快速傅立叶变换装置(FFT)68将作为时 域信号的输入信号变换为频域信号。因此，对于在输入信号内包括的 每个副载波执行所述变换。傅立叶变换装置68向均衡器(EQ)装置69输 出用于每个副载波的信号。EQ装置69校正每个所接收的副载波的传输 路由特性，然后将所述信号输出到跟踪单元70。跟踪单元70校正由相 位失真的残余频率差产生的效果。跟踪单元70将被处理的信号输出到 解调软确定单元71内。
解调软确定单元71执行软确定类型的去映射处理。去交织器72将 所接收的信号以由发送器发送的信号的顺序重新布置。维特比解码器
(Viterbi decoder) 73使用维特比解码器来实现纠错处理，并且改善接 收特性。去扰码器74执行去扰码处理。纠错装置75通过里德一所罗门
(Read-Solomon)编码-解码来执行纠错处理。误差检测HCS装置76通 过CRC(循环冗余校验)多项式来执行HCS(报头校验序列)，并且检测误 差。丢弃其中已经由误差检测HCS装置76检测到误差的帧。 一旦误差检 测报头校验序列HCS装置76检测到误差，则输出丢弃指示信号Ip以便 丢弃其中已经相对于帧分析参数提取装置77检测到误差的帧。
帧分析参数提取装置77向解调软确定单元71从报头帧的分析结果 指示(I2)有效负荷的解调系统(QPSK， 16QAM等)。帧分析参数提取装置 77向去交织器72从报头帧的分析结果指示(13)有效负荷的交织参数(深 度等)。帧分析参数提取装置77向维特比解码器73从报头帧的分析结果 指示(LO巻积码参数(编码率、限制长度等)。结果，从帧分析参数提取 装置77输出解码的接收数据。图7示出了本实施例的接收器60的一部分。具体上，FFT21对应于 在图6内所示的傅立叶变换装置68，并且FEQ 23对应于在图6内所示的 EQ装置69。在图7内所示的除了FEQ 23之外的装置(除了去交织器之外) 对应于在图6内所示的解调软确定单元71。本实施例的接收器包括副 载波单元组合部36，其对于与所接收的符号相关的每个副载波执行对 应于每个副载波的质量的加权；符号单元组合部35，其对于每个副载 波执行基于符号质量的公共加权；以及，组合系统切换单元37，其在 符号单元组合部35的使用和副载波单元组合部36的使用之间切换。所 述符号单元组合部35接收被扩散的第一和第二符号，并且计算第一和 第二符号的质量。在解调软确定单元71内，组合系统切换单元37根据 在第一和第二符号之间的质量上的差别来确定在符号单元组合部35的 使用和副载波单元组合部36的使用之间使用哪个部分。
组合系统切换单元37包括组合系统确定单元31，其根据符号质量 在符号单元组合部35的使用和副载波单元组合部36的使用之间进行控 制。组合系统确定单元31例如，根据所接收的第一符号的SNR来在符号 单元组合部35的使用和副载波单元组合部36的使用之间切换。
下面将说明在图7内所示的设备的每个结构单元及其操作。为了具 体说明，将首先考虑下述情况其中，在FFT21内输入符号tl。 FFT21 将符号tl进行傅立叶变换，并且将其变换为频带信号。因此，FFT 21 将符号tl变换为副载波Sll-S41。 FFT21并行地输出副载波S11-S41。将 所述副载波在FEQ 23和跟踪单元22内进行上述的处理，然后从FEQ 23 并行输出。
第一符号缓冲器26保存输入的副载波S11-S41。这由图8图解。另 一方面，如图8内所示，第二符号缓冲器27用于保存在输入的符号t2内 包括的副载波S12-S42。第一和第二符号缓冲器并行地输出其中保存的 副载波。
13另一方面，符号质量估计和保存单元24也输入在符号tl内包括的
副载波S11-S41，这在图9A内被示出。符号质量估计和保存单元24计算 在所接收的副载波S11-S41内包括的信噪比(SNR)。图9B图解了由符号 质量估计和保存单元24执行的处理。如图9B内所示，符号质量估计和 保存单元24根据来自作为基准的被发送的信号分量和所接收的信号分 量的改变而找到每个副载波的噪声分量。每个副载波的SNR被转换为与 符号tl相关的SNR，并且被输出。如图7内所示，符号质量估计和保存 单元24向符号加权确定单元25和组合系统确定单元31输出与符号tl相 关的SNR。当接收到符号t2时，符号质量估计和保存单元24以类似的方 式输出与符号t2相关联的SNR。在本实施例内，由符号质量估计和保存 单元24计算和输出的信号被定义为每个符号的信号质量。
在符号加权确定单元25内输入与符号tl相关的SNR。也在符号加权 确定单元25内输入与符号t2相关的SNR。这由图10图解。其中已经输入 了与符号tl相关的SNR和与符号t2相关的SNR的符号加权确定单元25确 定符号tl和符号t2的加权因子。例如，当符号加权确定单元25根据与符 号tl相关的SNR确定向符号tl混合大噪声，但是实际上没有向符号t2混 合噪声时，符号加权确定单元确定用于符号tl的对应于噪声量的小因子 A，并且设置用于符号t2的大因子B。例如，让我们考虑最简单的情况， 其中，用于符号tl的因子A被取为O，并且用于符号t2的因子B被取为l。 在这种情况下，被混合大量噪声，由此SNR己经变差的符号tl可以被认 为干扰其他符号。上述的相邻微微网干扰是这样的干扰的示例。在因 子A和因子B之间的关系可以是使得其和为1。
乘法器41接收由第一符号缓冲器26输出的副载波S11-S41，也接收 由符号加权确定单元25输出的因子A，并且执行其相乘处理。具体上， 乘法器41将S11-S41乘以同一因子A，并且输出相乘结果。与符号tl相 关并且由符号加权确定单元25确定的因子A是在符号tl内包括的副载 波S11-S41的公共加权因子。另一方面，乘法器42接收由第二符号缓冲器27输出的副载波S12-S42，也接收符号加权因子B，并且执行相乘。 具体上，乘法器42将S12-S42乘以同一因子B，并且输出相乘结果。因 此，符号加权因子B是用于副载波S12的公共加权因子。
图11图解了加法器43的操作。加法器43执行由上述的乘法器41和 乘法器42输出的信号、即被加权的副载波的加法处理。具体上，加法 器43将在符号tl和符号t2内包括的副载波中的、已经被乘以加权因子的 对应副载波相加，并且并行地输出所获得的和。图ll图解了这样的加 法处理。
图12A示出了副载波质量估计和保存单元28和副载波计数器29的 输入信号和输出信号。图12B示出了由副载波质量估计和保存单元28执 行的操作。将副载波S11-S41类似地并行输入副载波质量估计和保存单 元28。副载波质量估计和保存单元28计算副载波S11-S41的SNR。具体 上，如图12B内所示，所述副载波质量估计和保存单元根据来自作为基 准的被发送的信号分量和所接收的信号分量的改变而计算每个副载波 的噪声量，并且计算SNR。在已经完成了副载波S11-S41的SNR的计算 后，副载波质量估计和保存单元28首先输出，例如作为S11的SNR的SNR 11，并且也向副载波计数器输出SNR ll输出信号。其中已经接收到所 述SNR 11输出信号的副载波计数器29计数从初始值起的计数值，并且 向副载波质量估计和保存单元28输出用于指示在这样的计数后的值的 信号来作为输出指示信号。
已经接收到输出指示信号的副载波质量估计和保存单元28输出， 例如作为S21的SNR的SNR21，并且也向所述副载波计数器输出SNR 21 输出信号。在副载波质量估计和保存单元和副载波计数器之间以相同 的方式来交换所述信号，并且副载波质量估计和保存单元输出作为副 载波S11-S41的SNR的SNR 11-SNR41。 SNR 1 l-41被输出到副载波加权 确定单元。在如上所述的示例内，考虑与符号tl相关的副载波Sll-S41， 但是，当向副载波质量估计和保存单元内输入与符号t2相关的副载波S12-S42时也执行类似的操作。
如上所述，副载波的接收特性根据其上已经在发送器内执行映射 的频率而不同。在与本实施例相关的说明内，执行数字调制，使得在
符号tl和符号t2内包括的副载波中的Sll和S12、 S21和S22、 S31和S32 与S41和S42具有相同的频率分量。但是，在符号tl和符号t2内，载波的 频率不同(分别为fcl和fc2)。因此，如图20内所示，S11和S12、 S21和 S22、 S31和S32与S41和S42具有不同的接收特性。
考虑到这个事实，在本实施例内，副载波质量估计和保存单元28 计算在符号tl和符号t2内包含的与每个副载波相关的SNR。计算结果被 定义为每个副载波的质量。也可以考虑一种使用每个副载波的功率或 SNR，或者使用从已经被稀疏的用来减少计算量的副载波的各个值中找 到的功率来作为每个副载波的质量的的方法。也可能估计在几个副载
波单元内的信号质量，并且执行每个副载波的加权处理。
图13图解了其中副载波加权确定单元30确定每个副载波的加权因 子的处理和其中乘法器44和乘法器45将每个副载波乘以每个副载波的 加权因子的处理。副载波加权确定单元30接收对应于与符号tl相关的每 个副载波的SNR。副载波加权确定单元30根据每个SNR来确定加权因 子。具体上，副载波加权确定单元30接收作为与S11相关的SNR的SNR 11，并且确定对应于S11的加权因子S。而且，副载波加权确定单元30 输入作为与S21相关的SNR的SNR 21，并且确定与S21相关的加权因子 T。
副载波加权确定单元30以类似的方式来确定与S31相关的加权因 子U和与S41相关的加权因子V。而且，副载波加权确定单元30也接收 与符号t2相关的每个副载波的SNR，即SNR 12-SNR42。副载波加权确 定单元30类似地确定与S12相关的加权因子W、与S22相关的加权因子 X、与S32相关的加权因子Y和与S42相关的加权因子Z。副载波加权确定单元30然后向乘法器44输出所确定的加权因子S、 T、 U和V，并且向 乘法器45输出加权因子W、 X、 Y和Z。
另一方面，第一符号缓冲器26保存与符号tl相关的副载波 Sll-S41，然后将它们输出到乘法器44。同样，第二符号缓冲器27保存 与符号t2相关的副载波S12-S42，然后将它们输出到乘法器45。其中已 经输入了副载波S11-S41以及加权因子S、 T、 U和V的乘法器44将副载 波S11乘以因子S，将副载波S21乘以因子T，将副载波S31乘以因子U， 并且将副载波S41乘以因子V。然后，乘法器44，例如，并行地输出相 乘结果。其中已经输入了副载波S12-S42以及加权因子W、 X、 Y和Z的 乘法器45将副载波S12乘以因子W，将副载波S22乘以因子X，将副载波 S32乘以因子Y，并且将副载波S42乘以因子Z。乘法器45，例如，并行 地输出相乘结果。因子S和W、 T和X、 U和Y与V和Z相关使得每对的和 是l。
副载波加权确定单元30设置单独用于每个副载波的加权因子，并 且乘法器44和乘法器45将单独的加权因子乘以各自的副载波。这个处 理与由符号加权因子确定单元25和接收其输出的乘法器41、 42执行的 处理不同。因此，在本实施例内，不仅对于每个符号设置加权因子， 而且根据各自的副载波的质量来对每个副载波设置加权因子。
图14图解了加法器46的操作，加法器46输入乘法器44和乘法器45 的输出。然后，加法器46执行加法处理。加法器46并行地输出加法结 果。加法器46的输出结果是通过下述方式而获得的组合信号通过以 在符号tl和符号t2内包含的每个副载波的SNR的值来加权在符号tl和符 号t2内发送的一符号数据Cl，即通过一般根据质量来进行加权。
图15A和图15B图解了组合系统确定单元31的操作。首先，组合系 统确定单元31接收由符号质量估计和保存单元24输出的与符号tl相关 的SNR和与符号t2相关的SNR，如图15A内所示。然后，在符号质量估计和保存单元24内接收门限值P。可以从外部寄存器输入所述门限值P，
或者可以根据由组合系统确定单元31接收的与符号tl相关的SNR和与 符号t2相关的SNR而设置所述门限值P。组合系统确定单元31找到如图 15B内所示的在与符号tl相关的SNR和与符号t2相关的SNR之间的差的 绝对值，并且确定是否所述差的绝对值大于预定门限值或者等于或小 于所述门限值。
当所述差大于所述门限值时，其指示大量的噪声被混合到符号tl 或者符号t2。在这种情况下，很可能符号tl或者符号t2干扰其他符号。 因此，组合系统确定单元31向选择器32送出选择器信号，以便输出通 过由符号加权因子确定单元25确定的加权因子所加权的符号。另一方 面，当在与符号tl相关的SNR和与符号t2相关的SNR之间的差的绝对值 小时，组合系统确定单元31向选择器32送出选择器信号，以便输出通 过由副载波加权确定单元30确定的加权因子所加权的符号。
图16是图解本发明的实施例的接收器的操作的时序图。由天线接 收的信号由FFT16进行离散傅立叶变换(S1)。结果，所接收的信号被转
换为具有每个副载波的振幅和相位信息的数据。所接收的符号被连续 地输出到符号质量估计和保存单元24和副载波质量估计和保存单元 28，直到其中相同的数据已经被扩散的符号的信号处理完成(S3， S4)。 然后确定是否所接收的符号是奇数符号或者偶数符号(S5)，并且如果所 接收的符号是奇数符号，则这个符号被存储在第一符号缓冲器26内 (S6)。如果所接收的符号在偶数符号，则其被存储在第二符号缓冲器27 内(S7)。参见上述接收器构造的具体说明的示例，奇数符号表示符号tl， 而且偶数符号表示符号t2。
如果在步骤S2内完成偶数信号的信号质量估计和存储，则读出由 符号质量估计和保存单元24确定的符号的信号质量(S8)。然后确定是否 在其中已经扩散了相同数据的第一符号(例如符号tl)和第二符号(例如 符号t2)之间的信号质量上的差在门限值之上(S9)。如果在所述第一符号和第二符号之间的信号质量上的差等于或者高于门限值，则确定所接 收的符号已经被干扰影响，并且启动每个符号的组合处理(SIO)。在以 符号单元的组合处理内，读出由符号质量估计和保存单元24估计和保 存的每个符号的信号质量(例如SNR)(Sll)。然后，根据从符号质量估计 和保存单元24读出的估计结果来设置每个符号的加权因子，并且执行 加权(S12)。结果，产生已经以符号单元组合的组合符号。
另一方面，当在步骤S9内在第一符号和第二符号之间在信号质量 上的差等于或者小于门限值，则确定所接收的信号还未被干扰影响， 并且为每个副载波启动组合处理(S13)。在以副载波单元的组合处理内， 读出由副载波质量估计和保存单元28已经估计和保存的每个副载波的 信号质量(例如SNR)。然后对应于这个信号质量为每个副载波设置加权 因子，并且以副载波单元执行符号加权(S15)。对于每个副载波执行加 权处理，同时连续地递增副载波计数器29，直到完成所有的副载波的 加权(S17)。重复所述操作，直到完成了所有的副载波的加权(S16)，并 且产生已经以副载波单元组合的组合符号。
图17图解了在本实施例的接收器和传统接收器内的CNR(载波噪 声比)和FER(帧误差率)之间的关系。如图17内所示，本实施例的接收器 保证在相同的CNR条件下比传统的接收器更低的误差率。因此，很清 楚，在本实施例的接收器内，在频率选择性衰落环境下的噪声的影响 被减少。
因此，在本实施例的接收器内，通过执行在所接收的符号内包含 的每个副载波的加权，即使在同一符号内，也可以对于具有好信号质 量的副载波设置较大的加权因子，并且对于具有不好信号载波的副载 波设置较小的加权因子，由此可以改善在频率选择性衰落环境下的接 收特性。
而且，在本实施例的接收器内，确定是否存在所接收的信号的干
19扰，并且执行转换，以便当所接收的信号被干扰影响时，对于每个符 号执行加权，而当未观察到干扰时，对于每个副载波执行加权。结果， 可以即使在频率选择性衰落环境下也总是通过最佳组合方法来产生组 合符号。
虽然已经使用几个示例实施例来说明了本发明，但是本领域内的 技术人员可以认识到，在所附的权利要求的精神和范围内，可以对于 本发明进行各种修改，并且本发明不限于如上所述的示例。
而且，所述权利要求的范围不被如上所述的示例实施例限定。
而且，注意到，申请人的意图是涵盖所有的权利要求元素的等同 物，即使以后在申请期间被修改。
权利要求
1. 一种接收器，包括副载波单元组合部，其对于所接收的符号的每个副载波执行基于每个副载波的质量的加权；符号单元组合部，其对于所接收的符号的每个副载波执行基于所述符号的质量的公共加权；以及，组合系统切换单元，其在所述符号单元组合部和所述副载波单元组合部的使用之间进行切换。
2. 根据权利要求l所述的接收器，其中所述组合系统切换单元包括组合系统确定单元，其根据所述符号 的质量来控制在所述符号单元组合部和副载波单元组合部的使用之间 的切换。
3. 根据权利要求2所述的接收器，其中所述符号单元组合部接收第一符号和第二符号，并且计算所述第 一符号和所述第二符号的质量；以及所述组合系统确定单元基于在所述第一符号和所述第二符号之间 在质量上的差，确定在所述符号单元组合部和副载波单元组合部的使 用之间的切换的控制。
4. 根据权利要求3所述的接收器，其中，当在所述第一符号和所述第二符号之间在质量上的差等于或者低 于预定门限值时，所述组合系统切换单元确定所述副载波单元组合部 的使用。
5. 根据权利要求4所述的接收器，其中，所述符号的质量是与所 述符号相关的所述副载波中的每个副载波相关的信噪比的平均值。
6. 根据权利要求3所述的接收器，其中，所述副载波中的每个副 载波的质量是与所述副载波中的每个副载波相关的信噪比。
7. —种接收器，包括副载波单元组合部，其对于与所接收的符 号相关的所述副载波中的每个副载波来执行对应于每个副载波的质量 的加权。
8. 根据权利要求7所述的接收器，其中，所述副载波中的每个副载波的质量是与所述副载波中的每个副载波相关的信噪比。
全文摘要
本发明涉及一种接收器。本发明的实施例的一个示例方面是一种接收器，包括副载波单元组合部，其对于与所接收的符号相关的每个副载波执行对应于每个副载波的质量的加权；符号单元组合部，其对于每个副载波执行基于符号的质量的公共加权；以及，组合系统切换单元，其在所述符号单元组合部和所述副载波单元组合部的使用之间切换。
文档编号H04L27/26GK101431495SQ20081017448
公开日2009年5月13日 申请日期2008年11月7日 优先权日2007年11月9日
发明者佐藤高宏 申请人:恩益禧电子股份有限公司