专利名称：零中频的载波自适应滤波方法和系统以及零中频接收机的制作方法
技术领域：
本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种零中频的载波自适应滤波方法和系统以
及零中频接收机。
背景技术：
近年来，随着无线通信技术的飞速反战，无线通信系统产品越来越普及，成为当今 人类信息社会发展的重要组成部分。射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性 能直接影响着整个通信系统。优化设计结构和选择合适的制造工艺，以提高系统的性能价 格比，是射频工程师追求的方向。 零中频接收机因不需要片外高Q值带通滤波器、可以实现单片集成而受到人们的 广泛重视。具体地，请参见图l所示的零中频接收机的结构框图。零中频接收机的结构较 超外差接收机简单很多。其工作过程如下接收到的射频信号经带通滤波器(RF BPF)和低 噪声放大器(LNA)放大后，与互为正交的两路本振信号混频，分别产生同相和正交两路基 带信号，由于本振信号频率与射频信号频率相同，因此混频后直接产生基带信号。同相和正 交两路基带信号分别经过各自对应的低通滤波器(LPF)和可变增益放大器(VGA)，以完成 信道选择和增益调整功能。由此可见，零中频接收机最吸引人之处在于下变频过程中不需 要经过中频，且镜像频率就是射频信号本身，不存在镜像频率干扰，可以省去原超外差结构 中必需的镜像抑制滤波器及中频滤波器均可省略，这样，一方面取消了外部元件，有利于系 统的单片继承，降低成本，另一方面，系统所需的电路模块以及外部节点数减少，降低了接 收机的功耗，并减小了射频信号受外部干扰的机会。 但是零中频接收机本身也存在缺陷，例如直流偏差、本振泄露和IQ失衡等。
具体地，对于本振泄露，如图2所示，零中频结构的本振频率与信号频率相同，如 果混频器的本振口与射频口之间的隔离性能不好，本振信号就很容易从混频器的射频口输 出，再通过低噪声放大器泄漏到天线，辐射到空间，形成对邻道的干扰。 对于直流偏差，直流偏差是零中频方案特有的一种干扰，它是由自混频 (Self-Mixing)引起的，泄漏的本振信号可以分别从低噪放的输出端、滤波器的输出端及天 线端反射回来，或泄漏的信号由天线接收下来，进入混频器的射频口 。它和本振口进入的本 振信号相混频，差拍频率为零，即为直流。同样，进入低噪放的强干扰信号也会由于混频器 的各端口隔离性能不好而漏入本振口 ，反过来和射频口来的强干扰相混频，差频为直流。这 些直流信号将叠加在基带信号上，并对基带信号构成干扰，被称为直流偏差。直流偏差往往 比射频前端的噪声还要大，使信噪比变差，同时大的直流偏差可能使混频器后的各级放大 器饱和，无法放大有用信号。当自混频随时间发生变化时，直流偏差问题将变得十分复杂。 这种情况可在下面的条件下发生当泄漏到天线的本振信号经天线发射出去后又从运动的 物体反射回来被天线接收，通过低噪放进入混频器，经混频产生的直流偏差将是时变的。
对于I/Q失配，采用零中频方案进行数字通信时，如果同相和正交两支路不一致， 例如混频器的增益不同，两个本振信号相位差不是严格的90° ，会引起基带1/Q信号的变化，即产生I/Q失配问题。1/Q失配在基带上的表现也是出现一个直流偏置。以前I/Q失配 问题是数字设计时的主要障碍，随着集成度的提高，I/Q失配虽已得到相应改善，但设计时 仍应引起足够的重视。 针对直流偏差，现有技术中常用的方法是交流耦合(AC Coupling)。将下变频后的 基带信号用电容隔直流的方法耦合到基带放大器，以此消除直流偏差的干扰。对于直流附 近集中了比较大能量的基带信号，这种方法会增加误码率，不宜采用。因此减少直流偏差干 扰的有效方法是将欲发射的基带信号进行适当的编码并选择合适的调制方式，以减少基带 信号在直流附近的能量。此时可以用交流耦合的方法来消除直流偏差而不损失直流能量。 缺点是要用到大电容，增大了芯片的面积。但这种方法在WCDMA等扩频调试中明显不适用， 在宽带的扩频调试中，零频及其附近的区域被有效信号占据。还有一些基于独立的校准信 号的方法，但这些方法不得不中断有效信号的传输来对IQ的非平衡进行校准。比如使用特 殊的信号源输入接收机，用于检测IQ的失衡程度，再进行补偿，这样就不能正常的接收手 机的信号了。
发明内容
本发明的目的在于提供一种零中频的载波自适应滤波方法和系统以及零中频接
收机，能够有效抑制直流分量和I/Q失配，并且不需要对有效信号进行中断，而且可以在 WCDMA下行信号或者CDMA下行信号接收机系统中应用中应用。 为实现上述目的，本发明提供一种零中频的载波自适应滤波方法，包括对经过第 一 FIR滤波器滤波的I信号和经过第二 FIR滤波器滤波的Q信号进行解扩，然后利用EVM 方法计算解扩后的I信号和Q信号在星座图的坐标与理想星座坐标之间的误差，根据所述 误差调整所述第一 FIR滤波器和第二 FIR的滤波器的系数，直至调整前后第一 FIR滤波器 和第二 FIR的滤波器的系数之差均小于预定的阈值。 另一方面，本发明实施例还提供一种零中频的载波自适应滤波系统，包括第一
FIR滤波器、第二 FIR滤波器、解扩单元、EVM计算单元、系数调整单元； 其中，所述第一 FIR滤波器用于根据滤波器系数，对I信号进行过滤； 所述第二FIR滤波器用于根据滤波器系数，对Q信号进行过滤； 所述解扩单元用于对经过所述第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波器过滤的I信号和
Q信号进行解扩； 所述EVM计算单元用于利用EVM方法计算所述解扩后的I信号和Q信号在星座图 上的坐标与理想星座坐标之间的误差； 所述系数调整单元，用于根据所述误差调整所述第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波 器的系数； 比较单元，用于比较调整前后第一 FIR滤波器和第二 FIR的滤波器的系数之差均 小于预定的值，如果是，则触发系数调整单元停止滤波器系数的调整；如果否，则触发系数 调整单元继续调整滤波器系数。 再一方面，本发明实施例还提供一种零中频接收机，包括上述的零中频的载波自 适应滤波系统。 通过本发明实施例，能够有效抑制I信号和Q信号中的直流分量，并且还能够抑制1/Q失配，本发明实施例在实现上述抑制的过程中，不需要中断有效信号的接收，采用自适 应的工作机制，并且能够适用于扩频调制中。
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现 有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明 的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据 这些附图获得其他的附图。
图1是现有技术中零中频接收机的结构框图；
图2是现有技术中产生本振泄露的原理图； 图3是本发明实施例提供的一种零中频的载波自适应滤波方法的示意图；
图4是本发明实施例一提供的一种零中频的载波自适应滤波方法的示意图；
图5是本发明实施例一中星座图的示意图； 图6是本发明实施例二提供的一种零中频的载波自适应滤波系统的示意图；
图7是本发明实施例二中系数调整单元的具体实现示意图。
具体实施例方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例 中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是 本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员 在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例提供一种零中频的载波自适应滤波方法，如图3所示，该方法包括
步骤S301 :对经过第一 FIR(有限冲击响应滤波器)滤波器滤波的I信号和经过 第二 FIR滤波器滤波的Q信号进行解扩。 这里，I和Q信号是将零中频接收机中的原始I信号和Q信号进行解调并经过模 数转换得到的数字信号。数字形式的I信号和Q信号中携带了直流分量和不平衡分量。
步骤S302 :利用EVM方法计算解扩后的I信号和Q信号在星座图的坐标与理想星 座坐标之间的误差。 步骤S303 :根据所述误差调整所述第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波器的滤波器系 数，直到调整前后的第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波器的滤波器系数之差小于预定的值。
调整的目的在于，消除误差的恶化。计算调整后的滤波器系数可以基于LMS (Least Mean Square,最小均方根自适应方法)算法。该算法容易实现，能够降低成本。
当调整前后的第一FIR滤波器和第二FIR滤波器的滤波器系数之差小于预定的值 时，步骤S302中计算的误差将很小，可以认为第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波器对I信号 和Q信号中的直流分量和不平衡分量进行了充分的抑制。 以下以一个实施例详细说明本发明提供的零中频的载波自适应滤波方法的具体 实现。 实施例一 本实施例一提供一种零中频的载波自适应滤波方法，在本实施例中，第一FIR滤波器用于过滤I信号，第二 FIR滤波器用于过滤Q信号，并且两个FIR滤波器都是高通滤波 器，并且两个滤波器的滤波器系数均是可调的。
如图4所示，该方法包括 步骤S401 :初始化第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波器的滤波器系数。 上述初始化可以是将滤波器系数重置为预先设定的固定值，也可以是将其设定为
上次工作中最后调整的滤波器系数值。 步骤S402 :对第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波器过滤输出的I信号和Q信号进行 解扩； 步骤S403 :计算在星座图中步骤S402解扩后的I信号和Q信号的星座坐标与理 想星座坐标之间的距离，将上述计算得到的距离作为误差。 在数字部分，解扩后的I信号和Q信号的组合形成了所谓的星座图。请参见图5， 在零中频接收机中的I信号和Q信号组合在星座图的理想位置应该是4个点，这四个位 置的坐标(称为理想星座坐标)分别为(l，l)、 (-1， -1)、 (1， -1)和(-l，l)。但是在实际 中，如图5所示，由于直流分量和IQ失衡导致I信号和Q信号的坐标偏离上述理想星座 坐标。计算解扩后的I信号和Q信号的星座坐标与理想星座坐标之间的距离可以通过水 平距离平方与垂直距离平方求和，再取方根得到，例如，如果解扩后的I信号和Q信号分 别为(1. 1，1.5)，则解扩后的I信号和Q信号的星座坐标与理想星座坐标(l，l)的距离为
1-1) + (1. 5-l)2]1/2。这里计算得到的距离即利用EVM方法计算得到的误差。
本实施例提供的方法的目的在于逐渐调整FIR滤波器的滤波器系数，以使上述计 算的距离值逐渐减小，也即消除上述误差，使解扩后的I信号和Q信号的星座坐标尽量趋近 于理想的星座坐标。 步骤S404 :将步骤S403计算得到的误差、经过第一 FIR滤波器过滤后的当前I信 号和逼近系数之间的乘积与第一 FIR滤波器的当前滤波器系数的和，作为第一 FIR滤波器 的调整后的滤波器系数；将步骤S403中计算的误差、经过第二FIR滤波器过滤后的当前Q 信号和逼近系数之间的乘积与第二 FIR滤波器的当前滤波器系数的和，作为第二 FIR滤波 器的调整后的滤波器系数。 上述过程实际上是迭代过程中的一次迭代实现，如果将调整前的第一FIR滤波器 和第二FIR滤波器的滤波器系数分别记为wi(n-l)和wq(n-l)，将计算得到的调整后的第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波器的滤波器系数分别记为wi (n)和wq (n)，将本次迭代过程步骤 S403计算得到的误差记为e(n)，将本次迭代过程中的经过FIR滤波器过滤的I信号和Q信 号分别记为I和Q，则计算调整后的滤波器系数wi(n)和wq(n)可以用下面两个式子表示
wi (n) = wi (n_l) +Mu*e (n) *I (式子1) wq (n) = wq (n_l) +Mu*e (n) *Q (式子2) 其中，Mu为逼近系数，取值范围为(O，l)，即0 < Mu < 1。 步骤S405 :按照步骤S404中计算得到的调整后的第一 FIR滤波器的滤波器系数 和第二 FIR滤波器的滤波器系数分别调整第一 FIR滤波器的滤波器系数和第二 FIR滤波器 的滤波器系数。 步骤S406 :比较调整前后第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波器的滤波器系数之差均 小于预定的阈值，如果是，则执行步骤S407 :结束迭代，固定FIR滤波器的系数；如果否，则
7返回继续执行步骤S402。 每次迭代过程都通过步骤S406比较前后两次迭代得到的滤波器系数是否小于预 定的阈值，这样，如果小于预定的阈值，则步骤S403中计算得到的误差也就可以认为是充 分小，从而可以认为调整滤波器系数以后，I信号和Q信号的直流分量和IQ失衡得到了充 分的抑制。 通过本实施例一提供的方法，有效抑制I信号和Q信号中的直流分量，并且还能够 抑制1/Q失配，本方法在实现上述抑制的过程中，不需要中断有效信号的接收，采用自适应 的工作机制，并且能够适用于扩频调试中。
实施例二 本发明实施例二相应提供一种零中频的载波自适应滤波系统，如图6所示，该系 统包括第一 FIR滤波器601、第二 FIR滤波器602、解扩单元603、 EVM计算单元604、系数 调整单元605和比较单元606 ; 其中，第一 FIR滤波器601用于根据滤波器系数，对I信号进行过滤；第二 FIR滤 波器602用于根据滤波器系数，对Q信号进行过滤；第一 FIR滤波器601和第二 FIR滤波器 602均是高通滤波器。 解扩单元603用于对经过第一 FIR滤波器601和第二 FIR滤波器602过滤的I信 号和Q信号进行解扩； EVM计算单元604用于利用EVM方法计算上述解扩后的I信号和Q信号在星座图 上的坐标与理想星座坐标之间的误差；这里的误差为在星座图中解扩后的I信号和Q信号 的星座坐标与理想星座坐标之间的差距。 系数调整单元605用于根据所述误差调整所述第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波器 的系数； 比较单元606，用于比较调整前后第一 FIR滤波器601和第二 FIR的滤波器602的 滤波器系数之差均小于预定的值，如果是，则触发系数调整单元停止滤波器系数的调整；如 果否，则触发系数调整单元继续调整滤波器系数。
其中，如图7所示，系数调整单元605可以包括 乘法运算子单元6051 ，用于计算所述EVM计算单元604得到误差、经过第一 FIR滤 波器601过滤后的当前I信号和逼近系数之间的乘积；还用于计算的所述EVM计算单元604 得到误差、经过第二 FIR滤波器602过滤后的当前Q信号和逼近系数之间的乘积；
加法运算子单元6052 ，用于将计算所述误差、经过第一 FIR滤波器601过滤后的当 前I信号和逼近系数之间的乘积与第一 FIR滤波器601的当前滤波器系数的和，得到调整 后的第一FIR滤波器601的滤波器系数；还用于计算所述误差、经过第二FIR滤波器602过 滤后的当前Q信号和逼近系数之间的乘积与第二 FIR滤波器602的当前滤波器系数的和， 得到调整后的第二 FIR滤波器602的滤波器系数； 系数调整触发单元6053，用于触发第一 FIR滤波器601将其滤波器系数调整为所 述计算得到的调整后的第一FIR滤波器601的滤波器系数；还用于触发第二FIR滤波器602 将其滤波器系数调整为所述计算得到的调整后的第二 FIR滤波器602的滤波器系数。
上述逼近系数的取值范围可以是(0， 1)，即0到1的开区间。 通过本发明实施例提供的系统，能够有效抑制I信号和Q信号中的直流分量，并且还能够抑制1/Q失配，本系统在实现上述抑制的过程中，不需要中断有效信号的接收，采用
自适应的工作机制，并且能够适用于扩频调试中。 实施例三 本实施例相应提供一种零中频接收机，该零中频接收机包括上述实施例二中描述 的零中频的载波自适应滤波系统。在实际中，零中频的载波自适应滤波系统可以在零中频 接收机中的DSP上实现。 以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人 员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应 视为本发明的保护范围。
权利要求
一种零中频的载波自适应滤波方法，其特征在于，包括对经过第一FIR滤波器滤波的I信号和经过第二FIR滤波器滤波的Q信号进行解扩，然后利用EVM方法计算解扩后的I信号和Q信号在星座图的坐标与理想星座坐标之间的误差，根据所述误差调整所述第一FIR滤波器和第二FIR的滤波器的系数，直至调整前后第一FIR滤波器和第二FIR的滤波器的系数之差均小于预定的阈值。
2. 根据权利要求l所述的方法，其特征在于，所述根据所述误差调整所述第一FIR滤波 器和第二 FIR的滤波器的系数包括将所述计算的误差、经过第一 FIR滤波器过滤后的当前I信号和逼近系数之间的乘积 与第一 FIR滤波器的当前系数的和，作为第一 FIR滤波器的调整后的系数；将所述计算的误差、经过第二 FIR滤波器过滤后的当前Q信号和逼近系数之间的乘积 与第二 FIR滤波器的当前系数的和，作为第二 FIR滤波器的调整后的系数。
3. 根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述逼近系数的取值范围为0到1。
4. 根据权利要求1至3中任意一项所述的方法，其特征在于，所述误差为在星座图中解 扩后的I信号和Q信号的星座坐标与理想星座坐标之间的距离。
5. —种零中频的载波自适应滤波系统，其特征在于，包括第一 FIR滤波器、第二 FIR 滤波器、解扩单元、EVM计算单元、系数调整单元；其中，所述第一 FIR滤波器用于根据滤波器系数，对I信号进行过滤； 所述第二 FIR滤波器用于根据滤波器系数，对Q信号进行过滤；所述解扩单元用于对经过所述第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波器过滤的I信号和Q信 号进行解扩；所述EVM计算单元用于利用EVM方法计算所述解扩后的I信号和Q信号在星座图上的 坐标与理想星座坐标之间的误差；所述系数调整单元，用于根据所述误差调整所述第一 FIR滤波器和第二 FIR滤波器的 系数；比较单元，用于比较调整前后第一 FIR滤波器和第二 FIR的滤波器的系数之差均小于 预定的值，如果是，则触发系数调整单元停止滤波器系数的调整；如果否，则触发系数调整 单元继续调整滤波器系数。
6. 根据权利要求5所述的系统，其特征在于，所述系数调整单元包括 乘法运算子单元，用于计算所述EVM计算单元得到误差、经过第一 FIR滤波器过滤后的当前I信号和逼近系数之间的乘积；还用于计算的所述EVM计算单元得到误差、经过第二 FIR滤波器过滤后的当前Q信号和逼近系数之间的乘积；加法运算子单元，用于将计算所述误差、经过第一FIR滤波器过滤后的当前I信号和逼 近系数之间的乘积与第一 FIR滤波器的当前滤波器系数的和，得到调整后的第一 FIR滤波 器的滤波器系数；还用于计算所述误差、经过第二FIR滤波器过滤后的当前Q信号和逼近系 数之间的乘积与第二 FIR滤波器的当前滤波器系数的和，得到调整后的第二 FIR滤波器的 滤波器系数；系数调整触发单元，用于触发第一FIR滤波器将其滤波器系数调整为所述计算得到的 调整后的第一 FIR滤波器的滤波器系数；还用于触发第二 FIR滤波器将其滤波器系数调整 为所述计算得到的调整后的第二 FIR滤波器的滤波器系数。
7. 根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述逼近系数的取值范围为0到1的开区间。
8. 根据权利要求5至7中任意一项所述的系统，其特征在于，所述误差为在星座图中解 扩后的I信号和Q信号的星座坐标与理想星座坐标之间的差距。
9. 一种零中频接收机，其特征在于，包括如权利要求5至8中任意一项所述的零中频的 载波自适应滤波系统。
全文摘要
本发明实施例公开了一种零中频的载波自适应滤波方法和系统以及相应的零中频接收机，该方法包括对经过第一FIR滤波器滤波的I信号和经过第二FIR滤波器滤波的Q信号进行解扩，然后利用EVM方法计算解扩后的I信号和Q信号在星座图的坐标与理想星座坐标之间的误差，根据所述误差调整所述第一FIR滤波器和第二FIR的滤波器的系数，直至调整前后第一FIR滤波器和第二FIR的滤波器的系数之差均小于预定的阈值。通过本发明，能够有效抑制直流分量和I/Q失配，并且不需要对有效信号进行中断，而且可以在WCDMA下行信号或者CDMA下行信号接收机系统中应用。
文档编号H04B1/16GK101764625SQ20091024456
公开日2010年6月30日 申请日期2009年12月30日 优先权日2009年12月30日
发明者何梁 申请人:北京北方烽火科技有限公司