专利名称：一种抑制载波泄漏的方法
技术领域：
本发明涉及超高频无源射频识别系统中载波控制领域，特别是指一种抑制载波泄漏的系统和方法。
背景技术：
超高频无源射频识别系统中，标签与阅读器通讯时，阅读器需要一直发送载波提供标签供电，标签通过调制反向散射将信息发送给阅读器。因此在阅读器接收标签的信号时，阅读器前向发送的射频载波会泄漏到阅读器反向接收部分。标签反向散射回来的信号强度与前向发送的载波信号强度相比非常小，实际的系统中反向信号和前向信号的强度差会达到90dB以上。因此，超高频阅读器通常采用定向耦合器来实现前向信号和反向信号的隔1 °超高频阅读器使用的四端口的定向耦合器分为输入端口、输出端口、耦合端口和隔离端口。阅读器发送信号时，功放输出的射频信号从输入端口输入，输出端口输出到天线，部分能量输出到耦合端口，极少的能量输出到隔离端口。阅读器接收信号时，由于定向耦合器的端口互易性，标签信号从输出端口输入，部分耦合到隔离端口，通过隔离端口输出到反向的解调器。从而实现前向信号和反向信号的隔离。在阅读器内，由于天线阻抗受环境和生产工艺影响不可能完全匹配，天线到阅读器之间的线缆长度变化，以及阅读器内部的器件参数会由于环境温度变化，生产批次不同而变化，综合影响下定向耦合器只能提供大概20至30dB的隔离度，隔离效果不太理想。进一步的还有部分阅读器采用定向耦合器加信号合路的方法，生成与原泄漏信号相抵消的信号，但通过合路器进行信号合路，结构复杂、抵消效率低，而且合路器会增加反向信号插入损耗。
发明内容
有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种抑制载波泄漏的系统和方法，能够简单有效的抑制前向射频载波信号的泄漏。为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的本发明提供了一种抑制载波泄漏的系统，所述系统，包括定向耦合器、正交解调器和反射信号模块，其中，所述定向耦合器，用于将泄漏的射频载波信号从隔离端口输出到正交解调器；所述正交解调器，用于将泄漏的射频载波信号解调出同相和正交信号，发送给反射信号模块，利用所述反射信号模块反射回的反射信号抑制所述泄漏的射频载波信号；所述反射信号模块，用于对同相和正交信号进行滤波、相位旋转增益控制、同相反相积分后，得到反射信号的控制信号，利用控制信号控制反射信号，将反射信号发送给正交解调器。其中，所述反射信号模块，包括
所述反射信号控制子模块，用于对同相和正交信号进行滤波、相位旋转增益控制、 同相反相积分后，得到反射信号的控制信号，并发送给移相反射子模块；所述移相反射子模块，用于利用控制信号控制定向耦合器耦合端口的反射信号， 将反射信号通过定向耦合器的耦合端口和隔离端口发送给正交解调器。其中，所述反射信号模块进行滤波具体是低通滤波；所述相位旋转增益控制是通过改变信号的旋转角度和增益，来调整同相和正交信号的相位和幅度；同相反相积分后得到四路控制信号，分别用于控制所述反射信号在传输线上的四个抽头点的强度。其中，所述反射信号模块中的反射信号，具体是由定向耦合器的耦合端口输出的射频载波信号，经过反射信号模块的控制，反射回定向耦合器的耦合端口。其中，所述反射信号控制子模块的功能，进一步通过模数转换子模块、运算功能相同的数字反射信号控制子模块和数模转换子模块来实现。其中，所述数字化的反射信号控制子模块，还包括停止控制子模块，用于判断泄漏信号解调后的同相和正交信号的幅度，小于阈值时，停止控制信号的生成。本发明还提供了一种抑制载波泄漏的方法，所述方法，包括泄漏的射频载波信号从隔离端口输出；利用正交解调器将泄漏的射频载波信号解调出同相和正交信号；对同相和正交信号进行滤波、相位旋转增益控制、同相反相积分后，得到控制信号，利用控制信号控制反射信号，抑制所述泄漏的射频载波信号。其中，所述控制信号的生成和抑制泄漏的载波信号，具体包括对同相和正交信号进行滤波；执行相位旋转增益控制；对相位旋转增益后的同相和正交信号进行同相反相积分，得到定向耦合器耦合端口的反射信号的控制信号；利用控制信号控制耦合端口的反射信号；利用耦合端口的反射信号抑制所述射频载波信号。其中，所述滤波具体是低通滤波；所述相位旋转增益控制是通过改变信号的旋转角度和增益，来调整同相和正交信号的相位和幅度；同相反相积分后得到四路控制信号，分别用于控制所述耦合端口的反射信号在传输线上的四个抽头点的强度。其中，所述反射信号，具体是由定向耦合器的耦合端口输出的射频载波信号，经过反射信号模块的控制，反射回定向耦合器的耦合端口。本发明所提供的抑制载波泄漏的系统和方法，通过泄漏的射频载波信号从隔离端口输出；利用正交解调器将泄漏的射频载波信号解调出同相和正交信号；对同相和正交信号进行滤波、相位旋转增益控制、同相反相积分后，得到控制信号，利用控制信号控制反射信号，抑制所述泄漏的射频载波信号。由于是利用反射信号抵消泄漏信号，因此相比信号合路的方法具有结构简单，抵消效率高，不增加反向信号插入损耗的优点，同时能够有效的抑制前向射频载波信号的泄漏，提高了超高频无源射频识别系统的灵敏度。
图1为本发明一种抑制载波泄漏的系统结构示意图；图2为本发明反射信号控制子模块的结构示意图；图3为本发明移相反射子模块的结构示意图；图4为数字处理的反射信号控制子模块的结构示意图5为本发明一种抑制载波泄漏的方法流程示意图；图6为不采用本发明时前反向信号隔离度的示意图；图7为采用本发明时前反向信号隔离度的示意图。
具体实施例方式下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案进一步详细阐述。图1为本发明一种抑制载波泄漏的系统结构示意图，如图1所示，所述系统包括 定向耦合器11、正交解调器12和反射信号模块13，其中，所述定向耦合器11，用于将泄漏的射频载波信号从隔离端口输出到正交解调器 12 ；具体的，所述超高频无源射频识别系统中的功放模块14，输出前向射频载波信号经过定向耦合器11的输入端口，然后从输出端口输出到天线15。在天线15的驻波和定向耦合器11的隔离度的共同作用下，一部分射频载波信号泄漏到定向耦合器11的隔离端口， 并从隔离端口输出。在本发明中，功放模块14、定向耦合器11和天线15并不需要特殊的限定，可以采用一般常用的功放设备、定向耦合器和天线即可。所述正交解调器12，用于将泄漏的射频载波信号解调出同相和正交信号，发送给反射信号模块13，利用所述反射信号模块13反射回的反射信号抑制所述泄漏的射频载波信号；具体的，所述利用正交解调器12解调出同相和正交信号(I信号和Q信号)，分别为I = T1^cos ( B1) ；Q = T1^sin ( θ j)其中，Γι是所述泄漏的射频载波信号的强度；θ工是泄漏的射频载波信号与本振信号的相位差，由于天线的驻波是反向泄漏的主要来源，Q1主要受到天线15的馈线长度的影响。其中，所述本振信号是使用正交解调器12时，为了解调而输入的一个基本信号。所述反射信号由反射信号模块13反射经过定向耦合器11的耦合端口从隔离端口输出到正交解调器12，由于控制信号进行了相位旋转增益，因此被控制信号控制的反射信号与原泄漏射频载波信号的相位相反，此外控制信号在同相反相积分的作用下使得反射信号的幅度增加，实现了对原泄漏射频载波信号的相互抵消，达到了抑制射频载波泄漏的目的。所述反射信号模块13，用于对同相和正交信号进行滤波、相位旋转增益控制、同相反相积分后，得到反射信号的控制信号，利用控制信号控制定向耦合器11耦合端口的反射信号，将反射信号通过定向耦合器11发送给正交解调器12。具体的，对同相和正交信号采用低通滤波处理，目的是过滤掉高频噪声信号。滤波之后的同相和正交信号进行相位旋转增益控制，是通过改变信号的旋转角度和增益，来调整同相和正交信号的相位和幅度，然后通过同相反相积分后得到I+、r、Q+、Q-信号，用于控制四个抽头点上的反射信号。其中，所述反射信号是指定向耦合器11前向发送射频载波信号时，耦合端口输出的部分射频载波信号被反射信号模块13控制后反射回定向耦合器 11的耦合端口，输入定向耦合器11的耦合端口的反射信号，经过定向耦合器11到达正交解调器12ο
进一步的，所述反射信号模块13，包括反射信号控制子模块131和移相反射子模块132，其中，所述反射信号控制子模块131，用于对同相和正交信号进行滤波、相位旋转增益控制、同相反相积分后，得到反射信号的控制信号，并发送给移相反射子模块132 ；具体的，图2为本发明反射信号控制子模块的结构示意图，如图2所示，所述反射信号控制子模块131中，I信号和Q信号先分别经过低通滤波器201的滤波后输出。输出的I信号输入第一乘法器202、第二乘法器203，分别与相位调整系数A*cos( θ )、A*sin( θ ) 相乘；Q信号输入第三乘法器204、第四乘法器205，分别与相位调整系数A*cos( θ )、 A*sin( θ )相乘。分别得到四路相乘后的结果:A*I*cos( θ )、A*I*sin( θ )、A*Q*cos( θ )、 A*Q*sin(θ )0第一乘法器202与第四乘法器205结果输入到加法器206，两路结果相加后输出 I，= A*I*cos ( θ ) +A*Q*sin ( θ )= A=Kr1=Kcos ( θ ) *cos ( θ 丄)+A^r^sin ( θ ) *sin ( θ 丄)=A^r^cos ( θ r θ )；第二乘法器203与第三乘法器204结果输入到减法器207，两路结果相减后输出 Q，= A*Q*cos ( θ ) -A*I*sin ( θ )= A^r^sin ( θ 丄)*cos ( θ ) -A^r^cos ( θ 丄)*sin ( θ ) = A^r^sin (Q1-Q)0其中，I’、Q’分别为相位旋转增益后的同相和正交信号。此外，相位θ和幅度增益A需要调整设定，具体的设定要在最后进行整体系统调试时来进行，先设定低的幅度增益Α，调整θ，选择信号抵消时，值最小的相位θ，然后调整增益Α，使抵消的时间最短。实际应用中，输入A*cos( θ )和A*sin( θ )信号完成运算，可以通过可调电位器实现，在数字处理中可以直接输入A*cos( θ )和A*sin( θ )的数值。乘法器、加法器和减法器均可以采用运算放大器电路实现，在数字处理中可以利用软件或数字电路的加法、减法和乘法运算实现。反相积分器可以采用典型的运算放大反相积分电路、同相积分电路将信号反相后再作反相积分。在数字处理实现中同相积分器由累加器Y = Y+X实现，反相积分器由累加器Y = Y-X实现。加法器206输出的I’信号输出到第一同相积分器208、第一反相积分器209。 减法器207输出的Q’信号输出到第二同相积分器210、第二反相积分器211。同相积分器的结果和输入信号同相累加，反相积分器的结果和输入信号反相累加。第一同相积分器208输出结果为I+ = A^r1* / cos(01-0)；第一反相积分器209输出结果为 r = -l*A*ri* / cos(01-0)；第二同相积分器210 输出结果为 Q+ = Α*Γι* / sin(61-0)； 第二反相积分器211输出结果为Q_ = -l*A*ri* f 8 η(θ1-θ) ；I+、r、Q+、Q_信号用于控制移相反射子模块132的反射信号强度。进一步的，由于反射信号要经过定向耦合器11到达正交解调器12，在这个过程中反射信号的相位移动不用考虑天线15的馈线长度的影响，但是定向耦合器11、以及单板上从定向耦合器11隔离端口到正交解调器12的走线都会带给反射信号一个固定的相位移动 θ 2，为了使反射信号更好的抑制所述射频载波信号，优选的方案是控制信号I+、r、Q+、Q-都将θ 2考虑进去，具体的，优选的θ的相位，是θ = θ2-180时，反射信号的增量的相位为 (ei-ejiso)，经过定向耦合器和走线的θ 2的移相后，到正交解调器的相位为(Θ1+180) 与原泄漏信号θ i相位相差180度，这样生成的反射信号到达正交解调器12时与原泄漏信号相位相反。由于相移θ 2与天线15的馈线长度无关，所以相位调整系数θ不受馈线长度的影响，具有很好的适应性。所述移相反射子模块132，用于利用控制信号控制定向耦合器11耦合端口的反射信号，将反射信号通过定向耦合器11的耦合端口和隔离端口发送给正交解调器12。具体的，图3为本发明移相反射子模块的结构示意图，如图3所示，所述移相反射子模块132中，第一可控反射单元301、第二可控反射单元302、第三可控反射单元303和第四可控反射单元304，分别由Q_、r、Q+、I+控制四个反射节点的反射信号强度。四个节点为传输线上的四个抽头点，采用PIN(本征二极管)管能够以可变电阻方式改变四个节点的阻抗。当控制电压为0或者小于0时，PIN管的偏置电流为0，可变电阻的阻抗远远大于50 欧，此时PIN管类似于一个小电容，反射很小。当控制电压大于0时，控制电压越大，PIN管的偏置电流越大，反射节点的阻抗越小，反射信号强度越大。通过这种原理，实现了耦合端口反射信号的幅度控制。端接负载305为50欧的端接电阻。第一移相单元306、第二移相单元307和第三移相单元308实现了控制反射信号的 45度移相处理，并将反射信号发送给定向耦合器11的耦合端口。在第一移相单元306的作用下，第二可控反射单元302的输入信号相位比第一可控反射单元301输入信号延时45 度。因此第二可控反射单元302反射到定向耦合器11的耦合端口的信号比第一可控反射单元301的反射信号延时90度。同理第三可控反射单元303的反射信号比第二可控反射单元302延时90度；第四可控反射单元304的反射信号比第三可控反射单元303延时90 度。例如设第一可控反射单元301的反射信号为r^coMumTO)，则第二可控反射单元302的反射信号为r2*cos(Vt-180)，第三可控反射单元303的反射信号为 r3*cos(Vt-90)，第四可控反射单元304的反射信号为r4*C0S(Vt)。Γ = (Zl-Z0)/ (ZL+Z0)。&为传输线阻抗，在这里是50欧，Zl为负载阻抗\ = ZL/ZPIN其中Zpin为PIN管阻抗。Γ。Γ2、Γ3、Γ4分别由反射信号控制模块输出的Q_、Γ、Q+、I+控制，当控制电压小于等于0时反射信号为0，当控制电压大于0时反射信号是控制电压的单调上升函数。在定向耦合器11的耦合端口的反射信号为(T4-T2) *cos (Vt) + (r3-ri)*sin(￥t)0进一步的，所述反射信号控制子模块131的功能，还可以通过数字处理实现，图4 为数字处理的反射信号控制子模块的结构示意图，如图4所示，所述子模块包括模数转换子模块401、数字反射信号控制子模块402、数模转换子模块403和停止控制子模块404，其中，模数转换子模块401将信号转化为数字信号，输入数字反射信号控制子模块402 处理，完成后采用数模转换子模块403进行数模转换输出。其中，数字反射信号控制子模块 402实现的功能可以参照反射信号控制子模块131进行的运算，应用相应的数字计算模块实现。对于低通滤波器201在数字处理中可以采用有限长单位冲激响应(FIR)或级联积分器梳状(CIC)滤波器。所述停止控制子模块404的作用是判断泄漏信号解调后的I、Q信号的幅度，当 I2+Q2小于阈值时，停止数字反射信号控制子模块402中，四个积分器的积分，或者将I、Q信号的数值直接置为0。停止控制信号的生成，减小自动抵消电路控制的反射信号对反向信号的影响。所述阈值可以根据目标的泄漏功率值设定，例如目标的泄漏功率为_20dBm，则在系统调试时，由正交解调器11的射频信号输入端口输入-20daii的测试信号，检测并计算 I2+Q2的值，将此值作为停止控制子模块404的阈值。图5为本发明一种抑制载波泄漏的方法流程示意图，如图5所示，所述方法具体包括以下步骤步骤501，定向耦合器从输出端口输出前向射频载波信号时，泄漏的射频载波信号从隔离端口输出；具体的，所述超高频无源射频识别系统中的功放模块，输出前向射频载波信号经过定向耦合器的输入端口，然后从输出端口输出到天线。在天线的驻波和定向耦合器的隔离度的共同作用下，一部分射频载波信号泄漏到定向耦合器的隔离端口，并从隔离端口输出。在本发明中，功放模块、定向耦合器和天线并不需要特殊的限定，可以采用一般常用的功放设备、定向耦合器和天线即可。步骤502，利用正交解调器将泄漏的射频载波信号解调出同相和正交信号；具体的，所述利用正交解调器解调出同相和正交信号分别为I = r^cos ( θ 工)；Q = r^sin ( θ 工)其中，Γι是所述泄漏的射频载波信号的强度；θ工是泄漏的射频载波信号与本振信号的相位差。其中，所述本振信号是使用正交解调器时，为了解调而输入的一个基本信号。步骤503，对同相和正交信号进行滤波、相位旋转增益控制、同相反相积分后，得到定向耦合器耦合端口的反射信号的控制信号，利用控制信号控制反射信号，抑制所述泄漏的射频载波信号。具体的，对同相和正交信号采用低通滤波处理，目的是过滤掉高频噪声信号。滤波之后的同相和正交信号进行相位旋转增益控制，是通过改变信号的旋转角度和增益，来调整同相和正交信号的相位和幅度，然后通过同相反相积分后得到I+、Γ、Q+、Q-信号，用于控制四个抽头点上的反射信号。其中，所述反射信号是指被反射回耦合端口的，定向耦合器前向发送射频载波信号时，耦合端口输出的部分射频载波信号。所述I+、r、Q+、Q-信号分别控制所述反射信号在传输线上的四个抽头点的强度。反射信号经过定向耦合器的耦合端口从隔离端口输出到正交解调器，由于控制信号进行了相位旋转增益，因此被控制信号控制的反射信号与原泄漏射频载波信号的相位相反，此外控制信号在同相反相积分的作用下使得反射信号的幅度增加，实现了对原泄漏射频载波信号的相互抵消，达到了抑制射频载波泄漏的目的。进一步的，步骤503还包括步骤503a，对同相和正交信号进行滤波；具体的，所述滤波可以采用由运算放大器构成的有源低通滤波器，或电阻电容 (RC)网络和电感电容(LC)网络组成的无源低通滤波器。低通滤波器的参数选取要兼顾两个矛盾，一是对于泄漏的载波信号的幅度和相位信息，正交解调器解调出的同相和正交信号是直流信号，要求低通滤波器的通带和阻带频率尽量低，尽可能滤除噪声的干扰；二是实际使用时，要求自动抵消电路的收敛速度快，滤波器的通带和阻带频率低的情况下延时会增加，会影响收敛速度。实施例中，通带_3dB截止频率可选为IOKHz，阻带截止频率25KHz， 阻带衰减_30dB。步骤50 ，执行相位旋转增益控制；
具体的，进行滤波后的同相和正交信号分别乘以A*cos( θ )和A*sin( θ )，具体为① A*I*cos ( θ )、② A*I*sin ( θ ) ,(3) A*Q*cos ( θ ) ,(4) A*Q*sin ( θ )。然后，取①和④相加得到:Γ = A*I*cos( θ )+A*Q*sin( θ )；取②和③相减得到 Q，= A*Q*cos ( θ ) -A*I*sin ( θ )，由于 I = r^cos ( θ 工)；Q = r^sin ( θ 工)，因此，Γ = A=Kr1=Kcos ( θ ) *cos ( θ 丄)+A^r^sin ( θ ) *sin ( θ 丄)=A^r^cos (B1-O)；Q' = A^r^sin ( θ 丄)*cos ( θ ) -A^r^cos ( θ 丄)*sin ( θ ) = A^r^sin (Q1-Q)0其中，I’、Q’分别为相位旋转增益后的同相和正交信号。此外，相位θ和幅度增益A需要调整设定，具体的设定要在最后进行整体系统调试时来进行，先设定低的幅度增益Α，调整θ，选择信号抵消时，抵消结果最小的相位θ，然后调整增益Α，使抵消的时间最短。步骤503c，对相位旋转增益后的同相和正交信号进行同相反相积分，得到定向耦合器耦合端口的反射信号的控制信号；具体的，对I ’进行同相积分得到I+ = A*ri* / cos ( θ r θ );对I，进行反相积分得到 Γ = -l*A*ri* f cos ( θ 厂 θ )；对 Q，进行同相积分得到 Q+ = A*r，/ 8 η(θ1-θ)； 对Q，进行反相积分得到Q- = _1*Α*Γι* / sin(01-0 )，所述Γ、Γ、Q+、Q_信号分别用于控制所述耦合端口的反射信号在传输线上的四个抽头点的强度。步骤503d，利用控制信号控制耦合端口的反射信号；具体的，所述耦合端口的反射信号在传输线上有四个抽头点，即前述的四个抽头点，四个抽头点分别相差90度的相位差，以保证对反射信号的完整周期进行控制。四个抽头点可以分别采用PIN管实现的可变电阻方式进行控制，具体是通过改变四个抽头点的阻抗，实现对反射信号的幅度进行控制。当控制信号的电压为0或者小于0时，PIN管的偏置电流为0，可变电阻的阻抗远远大于50欧，此时PIN管类似于一个小电容，反射很小。当控制信号的电压大于0时，控制电压越大，PIN管的偏置电流越大，反射抽头点的阻抗越小，反射信号强度越大。通过这种原理，实现了耦合端口反射信号的幅度控制。步骤50 ,利用耦合端口的反射信号抑制所述射频载波信号。具体的，输入定向耦合器的耦合端口的反射信号，经过定向耦合器到达正交解调器，在这个过程中反射信号的相位移动不用考虑天线的馈线长度的影响，但是定向耦合器， 以及单板上从定向耦合器隔离端口到正交解调器的走线都会带给反射信号一个固定的相位移动θ 2，为了使反射信号更好的抑制所述射频载波信号，优选的方案是控制信号I+、I-、 Q+、Q_都将θ 2考虑进去，具体的，优选的θ的相位，是θ = Θ2-180时，此时反射信号的增量的相位为(Q1-9Jl8O),经过定向耦合器和走线的θ 2的移相后，到正交解调器的相位为(θ !+180)与原泄漏信号θ工相位相差180度，这样生成的反射信号到达正交解调器12 时与原泄漏信号相位相反。由于相移θ 2与天线15的馈线长度无关，所以相位调整系数θ 不受馈线长度的影响，具有很好的适应性。图6为不采用本发明时前反向信号隔离度的示意图，如图6所示，仅仅利用定向耦合器自身对前反向信号的隔离，在840MHz频点时，前向和反向信号的隔离度约为-28dB。图 7为采用本发明时前反向信号隔离度的示意图，如图7所示，采用本发明抑止载波泄漏的方法后，前向和反向信号的隔离度优化到_55dB。由此可见采用本发明可以显著提高前反向链路信号的隔离度。 以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
权利要求
1.一种抑制载波泄漏的方法，其特征在于，所述方法，包括泄漏的射频载波信号从隔离端口输出；利用正交解调器将泄漏的射频载波信号解调出同相和正交信号；对同相和正交信号进行滤波、相位旋转增益控制、同相反相积分后，得到控制信号，利用控制信号控制反射信号，抑制所述泄漏的射频载波信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制信号的生成和抑制泄漏的载波信号，具体包括对同相和正交信号进行滤波；执行相位旋转增益控制；对相位旋转增益后的同相和正交信号进行同相反相积分，得到定向耦合器耦合端口的反射信号的控制信号；利用控制信号控制耦合端口的反射信号；利用耦合端口的反射信号抑制所述射频载波信号。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述滤波具体是低通滤波；所述相位旋转增益控制是通过改变信号的旋转角度和增益，来调整同相和正交信号的相位和幅度； 同相反相积分后得到四路控制信号，分别用于控制所述耦合端口的反射信号在传输线上的四个抽头点的强度。
4.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述反射信号，具体是由定向耦合器的耦合端口输出的射频载波信号，经过反射信号模块的控制，反射回定向耦合器的耦合端
全文摘要
本发明公开了一种抑制载波泄漏的系统，所述系统包括定向耦合器、正交解调器和反射信号模块，其中，所述定向耦合器，用于将泄漏的射频载波信号从隔离端口输出到正交解调器；所述正交解调器，用于将泄漏的射频载波信号解调出同相和正交信号，发送给反射信号模块，利用所述反射信号模块反射回的反射信号抑制所述泄漏的射频载波信号；所述反射信号模块，用于对同相和正交信号进行滤波、相位旋转增益控制、同相反相积分后，得到反射信号的控制信号，利用控制信号控制反射信号，将反射信号发送给正交解调器。本发明还公开了一种抑止载波泄漏的方法，通过上述系统和方法，能够简单有效的抑制前向射频载波信号的泄漏。
文档编号H04B1/52GK102480308SQ20101055944
公开日2012年5月30日 申请日期2010年11月23日 优先权日2010年11月23日
发明者曾祥希 申请人:天津中兴软件有限责任公司