基于级联滤波器的噪声和干扰消除器的制作方法

专利名称：基于级联滤波器的噪声和干扰消除器的制作方法
基于级联滤波器的噪声和干扰消除器关联申请的交叉引用本申请要求2010年2月洸日提交的题为“High Power Cascaded Filter Based Noise Canceller (基于高功率级联滤波器的噪声消除器)”的美国临时专利申请 No. 61/308，697的权益。该申请还要求2010年8月20日提交的题为“Methods and Systems for Noise and Interference Cancellation (用于噪声和干扰消除的方法和系统)”的美国临时专利申请No. 61/375，491的权益。本申请涉及与本申请同日提交的题为“Methods and Systems for Noise and Interference Cancellation(用于噪声禾口干扰消除的方法禾口
系统)”的美国专利申请No._[委托案号No. 07982. 105115]。每个前述优先权和
相关申请的全部内容全部以引用方式包含于此。附图简述

图1是根据某些示例性实施例的通信系统的功能框图。图2是根据某些示例性实施例的高输入功率级联滤波器(HIPCF)消除器的方框示意图。图3是根据某些示例性实施例的图2的HIPCF消除器的某些组件的方框示意图。图4示出根据某些示例性实施例的在被害接收机天线侧接收的信号的频谱图。图5示出根据某些示例性实施例的、在通过HIPCF消除器消除不想要的带内频谱分量后在被害接收机输入侧接收的信号的频谱图。图6是根据某些示例性实施例的Q增强带通滤波器⑴增强BPF)的方框示意图。图7是示出根据某些示例性实施例的图2的HIPCF消除器的附加组件的方框示意图。图8示出根据某些示例性实施例的通信系统的功能框图。图9示出根据某些示例性实施例的查找表。图10是示出根据某些示例性实施例的用于校准图2的HIPCF消除器的某些组件的方法的流程图。图11是示出根据某些示例性实施例的针对要求的中心频率配置图2的HIPCF消除器的滤波器的方法的流程图。图12是示出根据某些示例性实施例的用于校准图2的HIPCF消除器的输入带通滤波器(输入BPF)的方法的流程图。图13是示出根据某些示例性实施例的用于校准图2的HIPCF消除器的低噪声放大器带通滤波器(LNA-BPF)的方法的流程图。图14A和14B——一同作为图14——示出根据某些示例性实施例的用于校准图2 的HIPCF消除器的Q增强BPF的方法的流程图。图15是示出根据某些示例性实施例的用于校准图2的HIPCF消除器的输入BPF 的方法的流程图。图16是示出根据某些示例性实施例的针对给定频率确定开关设置的方法的流程图。
图17示出根据某些示例性实施例的噪声和/或干扰消除算法的实现层。图18是示出根据某些示例性实施例的接收机灵敏度相对于耦合的功率放大器相位噪声的图表。图19是示出根据某些示例性实施例的移动TV调谐器的输出信噪比(SNR)相对于接收的移动TV调谐器信号强度的图表。图20是示出根据某些示例性实施例的用于消除噪声或干扰的快速二进制算法的流程图。图21示出根据某些示例性实施例的使用二进制算法调整的同相⑴和正交(Q) 值的曲线图。图22是示出根据某些示例性实施例的用于消除噪声和或/干扰的minstep算法的流程图。图23示出根据某些示例性实施例的具有伪随机反馈值的I-Q平面。图M是示出根据某些示例性实施例的起因于双斜边算法(DSA)执行的接收质量指标相对于I或Q值的曲线图。图25是示出根据某些示例性实施例的用于消除噪声和或/干扰的DSA的流程图。图沈是示出根据某些示例性实施例的起因于图M中的双斜边算法执行的接收质量指标相对于I或Q值的曲线图。图27是示出根据某些示例性实施例的用于消除噪声和或/干扰的跟踪和搜索算法(TSA)的流程图。图观是示出根据某些示例性实施例的、在图27的TSA执行中评估的沿I-Q平面的消除点的曲线图。图四是示出根据某些示例性实施例的针对设置在通信系统中的两噪声消除器寻找优选噪声消除点的方法的流程图。图30是示出根据某些示例性实施例的针对设置在通信系统中的两噪声消除器寻找优选噪声消除点的方法的流程图。图31是示出根据某些示例性实施例的针对设置在通信系统中的两噪声消除器寻找优选噪声消除点的方法的流程图。参考以上附图可以更好地理解本发明的许多方面。由于本发明也允许有其它等效的实施例，因此这些附图仅示出本发明的示例性实施例并因此不认为对其范围构成限制。 附图中的要素和特征不一定是按比例的，重点则是放在清楚地示出本发明示例性实施例的原理上。另外，某些尺寸可放大以帮助直观地传达这些原理。在附图中，附图标记表示相同或相应但不一定相似的要素。
具体实施例方式本发明针对用于补偿发生在通信系统中的两个或更多个通信信道或两个或更多个通信元件之间的信号干扰的系统和方法。对干扰的补偿可提高信号质量，增进通信带宽或信息承载能力或提高接收机灵敏度。通信信道可包括传输线、印刷电路板(PCB)迹线、柔性电路迹线、导电体、波导、总线、通信天线、提供信号路径的介质或例如滤波器、振荡器、二极管、VC0、PLL、放大器、数字或混合信号集成电路的有源或无源电路或电路元件。因此，信道可包括全球移动通信系统(GSM)设备、处理器、检测器、源、二极管、电感器、集成电路、连接器、电路迹线或数字信号处理(DSP)芯片，前面仅举出一些可能性。本文描述的示例性实施例可包括高输入功率级联滤波器(HIPCF)噪声和干扰消除设备。本文描述的示例性HIPCF消除器能支持对与例如便携式电子设备中的高速数字通信系统之类的通信系统的一个或多个通信路径相关联的干扰、电磁干扰(EMI)、噪声(例如相位噪声、互调产物及其它干扰噪声)、尖刺或其它不想要的频谱分量有选择地作出消除、 纠正、寻址或补偿。对本说明书来说，术语“高功率” 一般指具有高达将近33dBm(相对于1 毫瓦的分贝数)或更高的功率比的信号。例如，本文描述的示例性HIPCF消除器可耦合于具有该量级输出功率的蜂窝电话功率放大器的输出。HIPCF消除器可获得施加来自侵入波发射设备的通信路径的干扰的通信信号的采样并处理采样信号以产生干扰补偿信号。HIPCF可将干扰补偿信号传入或传到作为干扰接收方的被害接收机的通信路径，以消除、减缓、抑制或以其它方式补偿所接收的干扰。现在转到附图，其中相同的附图标记在全部附图中相似或相应(但不一定相同) 的要素，详细描述本发明的示例性实施例。图1是根据某些示例性实施例的通信系统100的功能框图。参见图1，通信系统100包括经由发射天线115发射电磁信号的发射机105。包括一个或多个导电体的发射路径107将发射机105耦合于发射天线115。在某些示例性实施例中，发射机105使用一个或多个通信标准或方法将数据传递至远程设备，所述一个或多个通信标准或方法例如为全球移动通信系统(GSM)、码分多址(CDMA)、长期演进(LTE)、宽带码分多址(W-CDMA)、数字蜂窝系统(DCS)、个人通信服务(PCS)以及无线局域网(WLAN)。 得益于本公开内容的本领域内技术人员将理解，本文描述的通信系统100不局限于前述通信标准和方法，而是可用于许多其它类型的信号传输技术。沿发射机105和发射天线115之间的发射路径107设有功率放大器110。功率放大器Iio在通过天线115传播信号前调整发射机的输出信号的功率电平。当功率放大器 110调整信号的功率电平时，可能将不想要的频谱分量引入到信号。例如，发射机105可能发射具有某一载波频率或某一基音的信号。功率放大器110可能引入具有与载波频率或基音不同的频率的互调产物。与发射机105关联的其它组件也可能使噪声或其它不想要的频谱分量被引入到信号。例如，发射机105可包括本机振荡器和/或一个或多个上变频混频器，它们可能产生不想要的频谱分量，包括有时称为带外阻挡带(blocker)的带外噪声(落在发射信号的频带以外)，这些频谱分量将被引入到信号。通信系统100还包括经由接收天线120接收信号的接收机135以及将接收天线 120电气耦合于接收机135的接收路径133。在某些示例性实施例中，接收机135接收与发射机105相同或不同频带内的信号。例如，诸如移动电话、个人数字助理(PDA)或移动计算机之类的移动电子设备可包括经由前述通信协议中的一种通信的发射机105以及以不同频带中通信的接收机135，例如移动TV调谐器、蓝牙接收机、微波接入全球互通(WiMAX)接收机或全球定位系统(GPQ接收机。在所示实施例中，接收路径133包括可选接收(RX)滤波器140。可选接收滤波器140可包括带通滤波器或其它滤波器配置，其允许在接收机135 频带内由天线120接收的通信信号传到接收机135，同时阻断落在接收机135的频带外的信号。接收机135的频带可能接近发射机105的频带，因此由功率放大器110或沿发射路径107布置的其它组件产生的相位噪声或其它不想要的频谱分量降低接收机135的灵敏度。例如，通信系统100可具体表现为具有CDMA、GSM或LTE发射机105和作为接收机135 的移动TV调谐器的移动设备。某些类型的CDMA和GSM发射机105在将近800MHz-900MHz 的频带内发射信号，而某些类型的LTE发射机105工作在698MHz-798MHz的频带内。这些发射信号经常包括频率在450MHz和776MHz之间的相位噪声，该相位噪声落在一些移动TV 调谐器和许多其它通信设备的接收频带内。如果该带内相位噪声被施加在接收机135的信号路径上(例如从发射天线115耦合至接收天线120的空气)，则相位噪声可能降低接收机 135的灵敏度。一般来说，由于噪声落在接收机135的频带内并因此落在接收滤波器140的通带内，因此例如接收滤波器140的接收滤波器不滤除带内噪声。因此，相位噪声可能通过接收滤波器140并降低接收机135的灵敏度。为了防止接收机135因带内噪声(具有在接收机135频带内的频率的噪声)或由于发射天线115的发送造成的附近带外噪声引起的灵敏度降低，通信系统100包括HIPCF 消除器130。HIPCF消除器130的输入借助采样设备125在功率放大器110的输出侧耦合于发射路径107。采样设备125可包括电容器(例如采样或分接电容器)、电阻器、耦合器、 线圈、变压器、信号迹线或天线/检测器。具有两个端口或两个端子的采样设备——例如电阻器、电容器、线圈、变压器或信号迹线——可具有电耦合于发射路径107的第一端口以及电耦合于HIPCF消除器130的输入的第二端口。在多数具有一个端子的天线/检测器中， 通过从设备伸出的电磁场形成第二端子，这允许将设备定位在发射路径107附近。在所示实施例中，采样设备125在功率放大器110的输出侧连接于发射路径107。 采样设备125在功率放大器110的输出侧获得信号的采样(经采样的发射信号)并将经采样的发射信号提供给HIPCF消除器130。在某些示例性实施例中，采样设备125可在采样的发射信号上产生衰减。例如，经采样的发射信号的振幅可以比功率放大器110输出侧的信号低20dBc (相对于载波的分贝数)。在某些示例性实施例中，采样设备125包括电压控制的电容器(可变电抗器)，用以将频率依存衰减微调至要求的值并因此补偿增益波动。在一个示例中，采样设备125包括电压控制的可变电抗器。可变电抗器的电容可经由控制电压调整。该控制电压可通过 HIPCF消除器130的控制器235(图2、产生并经由一个或多个导电体127发送至采样设备 125。HIPCF消除器130有选择地抑制或消除由功率放大器110(或沿发射路径107的另一组件)产生的干扰信号(例如相位噪声、互调产物、不想要的频谱分量等)，所述干扰信号具有落在接收机135的接收频带内或接收频带附近的频率，如若不然则会影响接收机135 的灵敏度。HIPCF消除器130获得由功率放大器110输出的信号采样并处理经采样的发射信号以产生干扰补偿信号，当该干扰补偿信号施加于接收机135的输入时会抑制或消除干扰信号。在某些示例性实施例中，HIPCF消除器130使用例如经由包括一个或多个导电体的反馈路径180从接收机135获得的接收信号质量指标的反馈来调谐干扰补偿信号。下面结合图2-31对示例性HIPCF消除器130作进一步详细描述。干扰补偿信号在消除点134施加于接收机135的接收路径133。在某些示例性实施例中，消除点134是通过使接收路径133的导电体与沿HIPCF消除器130的输出路径的导电体交汇以使导电体形成电接触来实现的。例如，接收路径134的柔性电路迹线可连接
8于HIPCF输出的柔性电路迹线。在某些示例性实施例中，例如耦合器、求和节点、加法器的组件或其它适宜技术可用来将干扰补偿信号施加于接收机135的接收路径133。图1所示的通信系统100可发送频率落在第一频率范围内的电磁信号并接收频率落在第二频率范围内的电磁信号。第一频率范围可靠近第二频率范围或甚至包括与之交叠的频率或者包括在第二频率范围内的频率。在操作中，发射机105沿发射路径107将信号发射至功率放大器110。功率放大器110调整从发射机105接收的信号的强度并将强度经调整的信号输出至发射天线115。发射天线115发射从功率放大器110接收的信号。由发射天线115发射的一部分信号通过空气耦合至接收天线120。如果由接收机135接收，则始发自发射天线105并耦合到接收天线120的信号可能干扰或降低接收机135的灵敏度。 例如，由频率落在接收机135的频带内或该频带附近的发射天线115发射的信号(例如看上去像由功率放大器110产生的相位噪声尾部的互调频谱)可能降低接收机135的灵敏度。为了补偿该干扰或灵敏度降低，HIPCF消除器130(经由采样设备125)获得由功率放大器110输出的信号的采样并处理经采样的发射信号以产生干扰补偿信号，当施加于接收机135的输入时该干扰补偿信号补偿由通过发射天线115发射的信号施加在接收机135上的干扰。图2是示出根据某些示例性实施例的图1的HIPCF消除器130的方框示意图。示例性HIPCF消除器130包括带通滤波器(输入BPF) 205，带通滤波器205从采样设备125接收信号采样。在该示例性实施例中，输入BPF 205包括电感器Ll和两个可开关电容器Cl、 C2。输入BPF 205的谐振频率可通过调整可开关电容器Cl和C2中的一者或两者的电容来调谐。下面结合图3进一步详细地描述可开关电容器Cl、C2。在某些示例性实施例中，电感器Ll是高Q电感器。高Q电感器的使用可提供性能优势，例如向输入BPF 205的通带外的信号提供额外衰减并因此保护HIPCF消除器130中的后继组件，从而允许牺牲线性来换取较低的噪声底(noise floor)。在某些示例性实施例中，电感器Ll是低Q电感器。在某些示例性实施例中，输入BPF 205包括Q增强电路四0 以提高电感器Ll的品质因数⑴因数)。然而，一些Q增强电路可能将噪声或干扰引入到通过输入BPF 205的信号。输入BPF 205的谐振频率可调谐至接收机135的接收频率(或其附近)以使可能出现在经采样发射信号上并处于该频率下的干扰信号通过并阻断或滤除例如基音或由发射机105发出的载波信号以及其它带外阻断信号(具有落在接收机频带之外的频率的信号)的侵入信号。如果接收机135包括移动TV调谐器或其它频率可调设备，则可调整输入 BPF 205的谐振频率以使当前信道的频率匹配于移动TV调谐器所设置的频率。例如，移动 TV调谐器的信道50可具有落在686MHz-692MHz频带内的接收频率。在移动TV被调谐至该频率的同时，输入BPF 205也可自动调谐至该频率。如果移动TV随后被调谐至具有不同接收频率的另一信道，则可调整输入BPF 205的谐振频率以使其匹配于新信道的接收频率。 例如，控制器235可与接收机135通信以获得接收机135的当前接收频率。作为响应，控制器235可调整可开关电容器Cl、C2以使输入BPF 205的谐振频率靠近或等于接收频率。输入BPF 205减小频率与输入BPF 205的谐振频率不同的信号的振幅。例如，如果接收机135和发射机105工作在不同频率下，则输入BPF 205可减小经采样的发射信号的基音的振幅。在某些示例性实施例中，输入BPF 205可将位于824MHz的经采样发射信号的基音的振幅减小将近13-18dBc，同时将其中心频率调谐至749MHz (这对应于移动TV调谐器的信道60)。输入BPF 205的输出电气耦合于低噪声放大器(LNA) 210。LNA 210放大输入BPF 205输出的信号并使经放大的信号通过并到达在这里称为LNA-BPF 215的第二带通滤波器。在某些示例性实施例中，LNA 210是共发共基(casCOde)LNA。在该示例性实施例中，LNA-BPF 215包括电感器L2和可开关电容器C3。在某些示例性实施例中，电感器L2是高Q电感器。在某些示例性实施例中，电感器L2是低Q电感器。在某些示例性实施例中，LNA-BPF 215包括Q增强电路以提高电感器L2的品质因数⑴因数)。在某些示例性实施例中，L2的Q因数小于Ll的Q因数。在某些示例性实施例中，L2的Q因数大于L2的Q因数。与输入BPF 205类似，能将LNA-BPF 215的谐振频率设置成接收机135的接收频率以使该频率的信号通过并进一步从经采样的发送信号滤除基音和带外阻挡带。在某些示例性实施例中，LNA-BPF 215能进一步将位于824MHz处基音的振幅减小大约13_18dB，同时将其中心频率调谐至749MHz。LNA-BPF 215的输出电耦合于可变增益放大器(VGA) 220，VGA220调整由LNA-BPF 215输出的信号的振幅。在某些示例性实施例中，VGA 220包括多个可变增益放大器，用于调整从LNA-BPF 215接收的信号的振幅。由VGA220输出的经振幅调整的信号然后被传至第三带通滤波器⑴增强BPF) 225。Q增强BPF 225可包括电感器L3和可开关电容器615(图6)，用来将Q增强BPF 225调谐至接收机135的接收频率以使处于该频率的任何信号通过并进一步滤除所采样的发射信号的基音和带外阻挡带。在某些示例性实施例中，电感器L3可以是高Q电感器(例如片外)或低Q片内螺旋形电感器。在某些示例性实施例中，Q增强BPF 225还包括Q增强电路四2。在某些示例性实施例中，Q增强BPF 225包括电流开关(图6)以调整其Q因数。在某些示例性实施例中，Q增强BPF 225能进一步将从VGA 220接收并处于824MHz的信号中残留的基音的振幅减小高达26dBc或更多，并同时将其中心频率调谐至749MHz。Q 增强BPF 225的输出电耦合于I/Q调制器230。尽管在所示实施例中，采用带通滤波器205、215和225的级联来滤除频率落在接收机135频带外的噪声或其它信号，然而可利用其它类型的滤波器作为一个或多个带通滤波器205、215和225的附加或替代。例如，在某些示例性实施例中可采用一个或多个高通和/或低通滤波器。带通滤波器205、215和225的级联阻挡或减小落在接收机135的接收频带外的信号的振幅，这一般不干扰接收机的灵敏度。接收机135的接收频带内的信号通过带通滤波器205、215和225至I/Q调制器230。这些带内信号也由LNA210和VGA 220放大。I/Q调制器230调整从Q增强BPF 225接收的信号的相位、振幅和延迟中的至少一者以产生干扰补偿信号，该干扰补偿信号在施加于接收机135的接收路径133时减小、抑制、消除或以其它方式补偿出现在接收机135的接收路径133上由发射天线115发射的信号所施加的噪声和/或干扰。在某些示例性实施例中，该干扰补偿信号相对于带内噪声信号具有180°相移并具有与带内噪声信号相近或相同的振幅。因此，干扰补偿信号减小或消除带内噪声信号。在某些示例性实施例中，基于存储在存储设备760(图7)中并由控制器235执行的指令集(例如算法)并使用来自被害接收机的接收信号质量指标的反馈来调谐前面提到的振幅、相位和延迟这些参数，所述接收信号质量指标例如为误码率(BER)、分组错误率 (PER)、接收信号强度指标(RSSI)、噪声底、信噪比(SNR)、差错矢量大小(EVM)、位置精确性 (对GPS而言)等。确定调整振幅、相位和延迟的设置的示例性算法将在下面参照图17-31 予以描述。如图7所示，在某些示例性实施例中，HIPCF消除器130包括耦合于I/Q调制器230 的输入的功率检测器745，例如峰值检测器。功率检测器745检测或测量I/Q调制器230的输入处的信号的功率电平并将功率电平的指示提供给控制器235。控制器235使用该功率电平值来调节电流并因此调节Q增强BPF 225的Qmax，以维持对由发射天线115发射的信号施加于接收机135上的噪声和/或干扰的可接受抑制。在某些示例性实施例中，HIPCF消除器130包括模-数(A/D)转换器750，该A/D转换器750从功率检测器745接收功率电平值并将该功率电平值的数字表示提供给控制器235。控制器235执行校准例程以确保对由发射天线115发射的信号施加在接收机135上的噪声和/或干扰可接受程度的抑制。示例性校准例程将在下面参照图9-16予以说明。控制器235可实现为微控制器、微处理器、计算机、状态机、可编程器件、控制逻辑、模拟和数字电路或其它合适技术的形式。控制器235可执行一个或多个进程或程序， 用以调整每个带通滤波器205、215和225的设置并用以运作可开关电容器C1-C3和SCA 615(图6)。在一个例子中，控制器235响应接收机135的频率变化而自动调整一个或多个带通滤波器205、215、225的谐振频率。例如，如果接收机135包括移动TV调谐器，则控制器235调整带通滤波器205、215、225的谐振频率以使其匹配或对应于接收机频率。如下面结合图3所述那样，控制器235分别通过调整可开关电容器C1-C3和SCA 615的电容来调整带通滤波器205、215、225的谐振频率。控制器235也调整或细调I/Q调制器230、带通滤波器205、215和225以及VGA 220的设置以将例如温度变化、供电电压和天线耦合的环境变化考虑在内。在某些示例性实施例中，控制器235基于这些环境变化执行校准例程(图16)以标识可接受的设置并存储所标识的优选设置以供将来使用。算法可体现为存储在控制器235或存储器存储设备760 上的软件。作为选择，算法可实现在一个或多个硬件设备中，例如分立的逻辑门。HIPCF消除器130还包括辅助电路M0。如图7所示，辅助电路240包括温度传感器755、功率检测器745、一个或多个模-数转换器750、数-模转换器以及供HIPCF消除器130使用的其它类型电路。辅助电路240也可包括一个或多个存储器存储设备760，例如RAM、R0M和/或闪存。每个带通滤波器205、215和225的设置可存储在存储器存储设备 760上。另外，I/Q调制器230的设置可存储在存储器存储设备760上。例如，移动TV调谐器的每个信道的设置可存储在存储器存储设备760上。HIPCF消除器130的某些要素或功能可包含在集成电路中，例如图2示出的芯片边界250所示。例如，可开关电容器C1-C3、LNA 210、VGA 220、Q增强BPF 225、I/Q调制器 230、控制器235以及一个或多个辅助电路240可包含在单个集成电路或多个集成电路中。 尽管电感器Ll和L2在给出的示例性实施例中表现为片外电感器，然而其它示例性实施例可利用带通滤波器205和215中的片内电感器。集成电路和/或电感器L1、L2可安装在例如移动电话的移动设备以及其它通信设备上。单个或多个集成电路可体现在互补型金属氧化物半导体(CMOS)中或其上。参见图1和图2，HIPCF消除器130抑制、消除或以其它方式补偿(相对于接收机 135的接受频率)处于带内或附近的带外干扰信号，该干扰信号通过由发射机105经由发射天线115发射的信号施加在接收机135上。也就是说，HIPCF消除器130补偿由发射天线 115发射的干扰信号，该干扰信号具有落在接收机135的频带之内或附近的频率。HIPCF消除器130从采样设备125获得由发射机105发出的信号采样并处理这些采样以产生干扰补偿信号，当该干扰补偿信号施加于接收机135的输入时，补偿所施加的干扰信号。示例性HIPCF 130包括三个带通滤波器205、215和225，这些滤波器各自滤波、阻挡或减小从采样设备215接受的经采样的发射信号相对于接收机135的接受频率处于带外的信号分量的强度。经采样的发射信号相对于接收机135处于带内的分量用来产生干扰补偿信号。经采样的发射信号的这些分量的相位、振幅和延迟中的至少一者通过I/Q调制器 230调节以产生干扰补偿信号。控制器235能执行一个或多个校准算法和/或一个或多个调谐算法以提高干扰补偿的水平。控制器235能从功率检测器745或从接收机135获得反馈并在算法执行过程中使用该反馈。这些算法将在下面参照图9-31予以说明。图3是根据某些示例性实施例的图2的HIPCF消除器130的某些组件的方框示意图300。具体地说，图3是示例性输入BPF 205、示例性LNA-BPF 215和示例性LNA 210的晶体管层示意图。参见图3，输入BPF 205包括第一开关电容器阵列(SCA) 305和第二 SCA 310。SCA 305、310中的每一个包括具有“η+l”个的电容器的阵列，这些电容器通常包括1 或2个标准电容器大小(单位电容器)。SCA 305、310中的每个电容器具有用于启用电容器的相应晶体管开关(例如MOS晶体管)。输入BPF 205的谐振频率可通过从SCA 305和 310选择一个或多个电容器来调整。电容器可通过启用与每个所选电容器关联的开关开选择。例如，电容器ClO可通过启用(或导通)开关MlO来选择。SCA 305、310中的每个电容器可具有与输入BPF 205的不同谐振频率对应的不同电容值，或具有覆盖接收机135的频带的不同加权值。在某些示例性实施例中，控制器235可启用和禁用SCA 305和310中的开关以选择输入BPF 205中的谐振频率。SCA 305和310也可提供分压功能。这对具有宽频带移动TV调谐器作为接收机 135的移动电话实施例尤为有用。在某些示例性实施例中，SCA 305和310具有一电容比 (例如1 5)，该电容比造成经采样发射信号的附加15dBc的振幅降，由此当选择较小比 (例如1 1)时要么降低后继级的线性要求要么允许更大的增益。该比值也可根据信道改变以平坦化或调整整个移动TV频带上的总增益。为了对频率接近GSM、CDMA或LTE发射机 105的高UHF(超高频)信道(例如移动TV调谐器的信道50)配置输入BPF 205，可启用开关M61并禁用开关M60和M62。这在第一 SCA 305中的电容器和第二 SCA 310中的电容器之间提供分压器。为了对例如具有M2MHz和M8MHz之间频率的移动TV调谐器的信道沈的低UFH 信道配置输入BPF 205，可通过启用开关M60、M62并禁用开关M61来将第二 SCA 310从输入BPF 205电路断开。在某些示例性实施例中，这种配置使采样信号的衰减减小15dB。这种频率补偿依赖于三个带通滤波器205、215和225的增益变化。在某些示例性实施例中，输入BPF 205的电感器Ll可偏压于电感器Ll与之耦合的集成电路的Vdd的一半，以使输入电压摆动最大化但不会违背集成电路的规范，同时电容器C4提供至地面的返回路径。在某些示例性实施例中，如果对于电路的最大击穿电压已采取了足够的预防，例如对ESD、共发共基输入级、较大信道设备、LED、MOSFET等采用齐纳二极管，电感器Ll的偏压可以更高。LNA-BPF 215还包括具有“n+1 ”个电容器的SCA 315。在该示例性实施例中，SCA 315中的每个电容器包括启用电容器的相应晶体管开关(例如MOS晶体管)。与输入BPF 205相似，可通过选择SCA 315的一个或多个电容器来调整LNA-BPF 215的谐振频率。在该示例性实施例中，LNA 210是具有两个晶体管M4和M5的共发共基LNA。共发共基LNA 210能使用通过禁用开关M7在高频下启用的频率依赖劣化。其目的是通过启用开关M7在高频下增加输入线性而在低频下提供足够增益以维持LNA210的低噪声指数。每个SCA 305、310和315中的电容器和开关可配置成防止由于其单端特性造成的电荷泵激。如图3所示，这可通过在电容器ClO-Cln和芯片输入之间插入MOS开关MlO-Mlru 在电容器C20-C2n和AC耦合电容器C4之间插入MOS开关M20_M2n以及在电容器C30_C3n 和LNA 210的输出之间插入MOS开关M30-M3n来实现。高Q值的外部电感器L1、L2可取代片上电感器用于HIPCF消除器130以提供较高的频率选择性。具有充分调谐范围的SCA305、 310和315的使用能补偿两个片外电感器L1、L2的扩展以及与印刷电路板关联的寄生电容。 具有HIPCF消除器130的组件的集成电路可具有输入引脚、AC接地引脚和LNA上拉引脚， 每个引脚具有串联设置以允许较大信号摆动的多个ESD 二极管。在某些示例性实施例中，一个或多个带通滤波器205、215和225实现为并联谐振电路。在某些示例性实施例中，一个或多个带通滤波器205、215和225实现为串联谐振电路。在某些示例性实施例中，一个或多个带通滤波器205、215和225实现为低通滤波器而不是带通滤波器。例如，如果发射机105的主音具有高于干扰抑制的频率范围的频率，则可用低通滤波器代替每个带通滤波器205、215和225。在某些示例性实施例中，一个或多个带通滤波器205、215和225实现为高通滤波器而不是带通滤波器。例如，如果发射机105 的主音具有低于干扰抑制的频率范围的频率，则可用高通滤波器代替每个带通滤波器205、 215和225。在某些示例性实施例中，可使用低通、高通和带通滤波器的组合来代替带通滤波器 205,215 和 225。图4示出根据某些示例性实施例的在例如图1的天线120的被害接收机天线侧接收的信号的频谱图400。参见图1和图4，频谱图400示出在天线120处接收的信号的振幅 403相对于信号频率402的关系。频谱图400包括与侵害发射机105的载波频率Ft对应的第一峰404以及与被害接收机135的信道频率！^对应的第二峰405。频谱图400还包括与侵害发射机105产生的相位噪声或其它不想要的频谱分量对应的噪声边带406。在某些示例性实施例中，因为第二峰值405和噪声边带406之间的振幅差，被害接收机用于正确接收的优选信噪比(SNR)不满足要求。图5示出根据某些示例性实施例的在由例如图1的HIPCF消除器130的HIPCF消除器消除不想要的频谱分量后、在例如图1的接收机135的被害接收机的输入侧接收的信号的频谱图500。参见图1和图5，频谱图500示出接收机135侧接收的信号振幅403相对于信号频率402的关系。频谱图500包括与由侵害发射机105产生的相位噪声或其它不想要频谱分量对应的噪声边带506。该噪声边带506与频谱图400的噪声边带406的区别在于，噪声边带506包括以被害接收机135的信道频率！^为中心的凹陷507。该凹陷507源自由HIPCF消除器130产生并施加于接收机135的输入的干扰补偿信号提供的补偿。在某些示例性实施例中，信号的SNR改善与凹陷507的深度对应的量。因此，凹陷507提高信号 SNR,由此增加被害接收机135的灵敏度。例如，由HIPCF消除器130改善相位噪声或其它不想要频谱分量的消除导致更深的凹陷507并因此获得更好的被害接收机135的SNR。图6是根据某些示例性实施例的图2的Q增强BPF 225的方框示意图。具体地说， 图6是Q增强BPF 225的晶体管层图。示例性Q增强BPF 225包括LC谐振腔610，该LC谐振腔610具有电感器L3、旁路开关670和SCA615。在某些示例性实施例中，电感器L3是低 Q片上螺旋形电感器。在某些示例性实施例中，电感器L3是高Q片外电感器。与带通滤波器205和215相似，Q增强BPF 225的谐振频率可(例如通过控制器235自动)设置为接收机135的接收频率以使带内信号分量通过并进一步滤除、阻断或减小来自采样的发射信号的基音和带外阻挡带的强度。SCA 615包括“n+1”个的电容器C40-C4n。在所示实施例中，每个电容器C40_C4n 包括用于启用电容器的两个相应电容器开关(例如MOS晶体管)。例如，电容器C40包括晶体管开关M40和M50。另外，Q增强BPF 225还包括与SCA 615并联的两个串联的压控电容器VCl和VC2。在某些示例性实施例中，压控电容器VCl和VC2是可变电抗器。设置在两压控电容器VCl和VC2之间的是中央分接头655，该中央分接头655将压控电容器VC1、VC2 电耦合于数-模(D/A)转换器650。D/A转换器650响应从控制器235接收的信号改变压控电容器VCl和VC2的电压电平。控制器235可通过启用一个或多个电容器C40-C4n(经由开关M40-M4n和M50_M5n)和通过控制中央分接器655处的电压电平并由此控制压控电容器VC1、VC2的电容来调整Q增强BPF 225的谐振频率。压控电容器VCl和VC2允许控制器235细调Q增强BPF 225的谐振频率。示例性Q增强BPF 225还包括与SCA 615并联的晶体管开关M8、M9的交叉耦合对 620。交叉耦合对620提供负电阻以减小由电感器L3、SCA 615和压控电容器VC1、VC2构成的LC谐振腔的电阻。Q增强BPF 225包括“n+1 ”个电流源M60_M6n (例如经二进制加权的)，每个电流源具有电耦合在一起并具有基准电流(Ref_C)的栅极端子。Q增强BPF 225还包括“n+1” 个的电流开关M70-M7n。通过借助(例如控制器235)启用和禁用相应电流开关M70_M7n选择电流源M60-M6n中的一个或多个，可调整开关M8和M9中的电流，继而调整LC谐振腔610 的电阻。因此，可调整Q增强BPF 225的Q因数。例如，可调整Q增强BPF 225的Q因数至要求的水平，以提高或最大化带外信号的滤除而没有Q增强BPF 225振荡。 Q增强BPF 225还包括旁路开关670，该旁路开关670具有电耦合于两晶体管开关 M80、M81并位于两者之间的电阻器R8。如进一步详细地参照图11_15所述那样，可在输入 BPF 205和LNA-BPF 215校准过程中启用或导通开关M80和M81，同时禁用电流源M60_M6n。 当开关M80和M81被启用时，电阻器R8可对LC谐振腔解谐。在正常操作过程中，开关M80 和M81通常被禁用。 图7是示出根据某些示例性实施例的HIPCF130的附加组件的HIPCF消除器130 的另一方框示意图。如图7所示，示例性HIPCF 130还包括在HIPCF130校准过程中使用的旁路开关720和725。具体地说，输入BPF 205包括旁路开关720而LNA 215包括旁路开关725。旁路开关720包括晶体管开关M82和电阻器R2。同样，旁路开关725包括晶体管开关M83和电阻器R3。在HIPCF 130的配置期间(例如使用自动测试设备(ATE)、试验台测量或现场校准)，可启用和禁用旁路开关720、725以及Q增强BPF 225的旁路开关670中的每一个以有选择地调谐带通滤波器205、215和225。HIPCF消除器130还包括设置在VGA 220,Q增强BPF 225和I/Q调制器230之间的缓冲器770。辅助电路240包括电耦合于缓冲器770的输出的功率检测器745。功率检测器745测量缓冲器770输出侧的采样发射信号的功率电平并将测量指示提供给A/D转换器750。A/D转换器750将该指示转换成数字信号并将该数字信号提供给控制器235。辅助电路240还包括温度传感器755，该温度传感器755具有电耦合于控制器235 的输出。温度传感器755位于在其上安装或制造HIPCF消除器130的芯片(集成电路)上， 用以测量芯片的温度。控制器235可从温度传感器755接收温度测量值并将这些测量值用于监测、校准和温度补偿。在某些示例性实施例中，温度传感器755的输出耦合于例如A/D 转换器750或第二 A/D转换器的A/D转换器。在具有功率检测器745和温度传感器755共享的A/D转换器750的示例性实施例中，控制器235能将请求获得两个测量值中的哪一个 (功率或温度)的信号提供给A/D转换器。图8示出根据某些示例性实施例的通信系统800的功能框图。示例性通信系统 800包括两个通信设备805和850，每个通信设备分别具有发射机810、855以及接收机820、 825。通信系统800包括第一 HIPCF消除器880，用来补偿来自由发射机810藉由第一天线 825发射的信号施加在接收机865的输入上的噪声和/或干扰。通信系统800还包括第二 HIPCF消除器885，用来补偿来自由发射机855藉由第二天线870发射的信号施加在接收机 820的输入上的噪声和/或干扰。因此，通信系统800包括用于保护通信设备805和850两者的干扰补偿电路。例如，通信设备805可以是蜂窝式无线电而通信设备850可以是WiFi 无线电。在该例中，蜂窝式无线电可免受由WiFi无线电发射的信号造成的施加在蜂窝式无线电接收机上的干扰，相反，WiFi无线电话台也可免受由蜂窝式无线电发射的信号施加在 WiFi接收机上的干扰。HIPCF消除器880经由电耦合于发射机功率放大器815的输出的采样设备890接收由发射机810发射的信号采样，并处理这些采样以产生干扰补偿信号。HIPCF消除器880 在消除点833将产生的干扰补偿信号施加于接收机865的输入，干扰补偿信号进而消除、抑制或以其它方式补偿施加在接收机865上的噪声和/或干扰。HIPCF消除器880可包括与图2的控制器235相似的控制器，该控制器执行一个或多个校准以及一个或多个调谐算法以改善噪声和/或干扰补偿。控制器可接收例如“接收信号质量指标”的反馈，并在算法执行过程中使用该反馈来改善噪声和/或干扰补偿。与消除点134类似，消除点833可实现为收敛性导电体、耦合器、求和节点、加法器或其它合适的技术。类似地，HIPCF消除器885经由电耦合于发射机的功率放大器860的输出的采样设备895接收由发射机855发射的信号采样，并处理这些采样以产生干扰补偿信号。HIPCF 消除器885在消除点834将产生的干扰补偿信号施加于接收机820的输入，干扰补偿信号进而消除、抑制或以其它方式补偿施加在接收机820上的噪声和/或干扰。HIPCF消除器 885可包括与图2的控制器235相似的控制器，该控制器执行一个或多个校准以及一个或多个调谐算法以改善噪声和/或干扰补偿。控制器可接收例如“接收信号质量指标”的反馈， 并在算法执行过程中使用该反馈来改善噪声和/或干扰补偿。与消除点134类似，消除点834可实现为收敛性导电体、耦合器、求和节点、加法器或其它合适的技术。图9示出根据某些示例性实施例的查找表900。参见图2、图7和图9，查找表900 可存储在HIPCF消除器130的存储设备760中。该示例性查找表900包括输入BPF 205的中心频率设置910、LNA-BPF 215的中心频率设置920以及Q增强BPF 225的中心频率设置930。在该示例性实施例中，输入BPF中心频率设置910包括带通滤波器205、215和225 特征化的三个频率值(Freql、Freq2和Freq； )。例如，每个带通滤波器205、215和225在移动TV接收机135实施例中可特征化为450MHz、600MHz和770MHz。输入BPF中心频率设置910还包括分别针对三个频率值(Freql-Freq； )中的每个频率的开关电容器阵列设置 (SCA_Input_BPFl-SCA-Input_BPF3)。开关电容器阵列设置(SCA_Input_BPFl-SCA_Input_ BPF3)控制如何针对各个频率(Freql_Freq3)控制SCA 305和SCA 310，并因此控制针对这些频率的输入BPF 205的谐振频率。输入BPF中心频率设置910还包括分别针对每个频率值(Freql_Freq3)的温度系数值 CTempcol_Tempco3)。温度系数值 CTempcol_Tempco3)由控制器235使用以基于温度变化调整SCA 305和310的设置。同样，LNA-BPF中心频率设置920包括分别针对三个频率值(Freql-Freq3)中的每个频率的开关电容器阵列设置(SCA_LNA_BPF1-SCA-LNA_BPF3)。开关电容器阵列设置 (SCA_LNA_BPF1-SCA_LNA_BPF3)控制如何针对各个频率(Freql_Freq3)控制 SCA 315，并因此控制针对这些频率的LNA-BPF 215的谐振频率。LNA-BPF中心频率设置920还包括分别针对每个频率值(Freql-FreqIB)的温度系数值(Tempcol-kmpco； )。这些温度系数值 (Tempcol-Tempco3)由控制器235使用以基于温度变化调整SCA 315的设置。Q增强BPF中心频率设置930包括分别针对三个频率值(Freql-Freq； )中的每个频率的开关电容器阵列设置(SCA_QE_BPF1-SCA-QE_BPF3)。开关电容器阵列设置 (SCA_QE_BPF1-SCA_QE_BPF3)控制如何针对各个频率(Freql_Freq3)控制 SCA 615，并因此控制针对这些频率的输入BPF 205的谐振频率。Q增强BPF中心频率设置920还包括分别针对每个频率值(Freql-Freq3)的温度系数值(Tempcol-TempC03)。这些温度系数值(Tempcol-Tempco； )由控制器235使用以基于温度变化调整SCA 615的设置。Q增强BPF中心频率设置930还包括分别针对每个频率(Freql-FreqIB)的压控电容器VC1、 VC2的DAC设置(DAC1-DAC;3)。Q增强BPF中心频率设置920还包括分别针对每个频率值(Freql-FreqIB)的温度系数值(CurrentTempcol-CurrentTempco； )。这些温度系数值 (CurrentTempcol-CurrentTempco3)由控制器2；35使用以调整电流开关M70_M7n的设置，并由此基于温度变化来调整Q增强BPF 225的偏置电流。示例性查找表900还包括I/Q调制器230的种子值940。种子值940包括在每个频率(Freql-Freq3)下分别针对I/Q调制器230的同相和正交(I，Q)设置((I1，Q1)_(I3， Q3))。查找表900还包括杂项型设置950。杂项型设置950包括执行HIPCF消除器130校准所在的温度、HIPCF消除器130成批生产的工艺参数、DAC 650设置的温度系数、保持Q增强BPF 225的晶体管开关M8和M9导通所需的最小电流以及检测片上功率检测器745的振荡的阈值。查找表900存储在存储设备760中并由控制器235存取以在正常工作和下面描述的校准和调谐过程中调整HIPCF消除器130中的某些组件的设置。如下面进一步详细阐述的，在这些校准和调谐过程中也将查找表900中的许多设置填入。
图10是示出根据某些示例性实施例的用于校准HIPCF消除器130的某些组件的方法1000的流程图。在HIPCF消除器130于例如集成电路中制造完毕后，在框1005中，图 9的查找表900中示出的初始设置在ATE或试验台特征化过程中被填入。在框1010中，在 HIPCF消除器130上电时的应用阶段，查找表900中的设置值被加载入控制器235的内部寄存器。控制器235可访问查找表900并使用来自温度传感器755的当前温度测量值以及接收机135调谐至的信道频率控制HIPCF消除器130的组件。也可在框1010中执行可选的校准例程以校准带通滤波器205、215、225和/或I/Q调制器230。在框1015中，如果接收机135的信道改变，则通过控制器235重校准I/Q调制器 230。该重校准可基于接收机的接收信号质量指示和下面描述的消除算法来改善噪声和/ 或干扰消除。在框1020中，控制器235响应来自用户的命令或响应超出预设阈值的温度变化(例如10°C )来触发带通滤波器205、215、225和I/Q调制器230的校准。在方法1000 的校准过程中，更新查找表900中的值。图11是示出根据某些示例性实施例针对要求的中心频率(例如针对移动TV实施例的450MHz、600MHz或770MHz)配置HIPCF消除器130的滤波器的方法1100的流程图。 在框1105中，输入BPF205被校准。通过启用旁路开关725、670并禁用旁路开关720来使 LNA-BPF 215和Q增强BPF 225旁路。导频音或调谐信号被施加于HIPCF消除器130的输入，并在HIPCF消除器130的输出侧测量导频音或调谐信号的功率电平。基于测得的功率电平调整SCA 305和SCA 310的设置，直到功率电平达到可接受的电平为止。SCA 305和 SCA 310与可接受的功率电平对应的设置被填入查找表900以供控制器235之后使用。下面参照图12进一步详细地对框1105进行描述。在框1110中，LNA-BPF 215被校准。通过启用旁路开关720、670并禁用旁路开关 725来使输入-BPF 205和Q增强BPF 225旁路。导频音或调谐信号仍被施加于HIPCF消除器130的输入，基于测得的功率电平调整SCA315的设置，直到测得的功率电平达到可接受电平为止。SCA 315与可接受的功率电平对应的设置被填入查找表900以供控制器235之后使用。下面参照图13地对框1110作进一步详细的描述。在框1115中，Q增强BPF 225 被校准。下面参照图14对框1115作进一步详细的描述。在框1120中，计算带通滤波器205、215和225的温度系数。在某些示例性实施例中，ATE(或试验台测量设备)针对一个以上的温度校准每个带通滤波器205、215和225的设置。例如，带通滤波器可在室温(例如27°C )、70°C和0°C下校准。控制器235可通过取每个温度下每个带通滤波器205、215、225的设置之间的差来计算温度系数。温度系数可存储在查找表900中的字段910、920、930和950中的相应字段中。在框1125，对I/Q调制器230的I和Q种子值进行校准。在某些示例性实施例中， ATE (或试验台测量设备)可采用与图1描述电路100相似的配置。可启用发射机105并执行下面描述的一个或多个消除算法以针对要求的中心频率标识优选或可接受的消除点。与标识的消除点对应的(I，Q)设置可存储在查找表900的字段940中。在框1125后，方法1100结束。当然，方法1100可执行一次以上。例如，方法1100 可在ATE过程中执行并随后在芯片或系统投入运行后再次执行。图12是描述参照图11根据某些示例性实施例的用于校准HIPCF消除器130的输入BPF 205的方法1105的流程图。在框1205中，旁路开关725、670被启用而旁路开关720被禁用。这使LNA-BPF 215和Q增强BPF 225旁路以校准输入BPF 205。在某些示例性实施例中，控制器235响应配置带通滤波器205、215和225的命令来操作旁路开关670、720 和7邪。在框1210中，具有要求的中心频率(例如450MHz、600MHz或770MHz)的导频音或调谐信号(例如移动TV信号)被施加于HIPCF消除器130的输入。在某些示例性实施例中，HIPCF消除器130使用片上锁相环产生导频音或调谐类信号。在某些示例性实施例中， 通过例如经由接收机的输出引脚之一再使用接收机135的锁相环来产生导频音或调谐信号。在框1215，在HIPCF消除器130的输出侧测量导频音或调谐信号的功率电平。在某些示例性实施例中，使用ATE或试验台特征化设备来测量导频音或调谐信号的输出功率电平。例如，ATE或试验台特征化设备可包括频谱分析器。在某些示例性实施例中，使用从接收机135获得的接收信号质量指标来测量导频音或调谐信号的输出功率电平。在某些示例性实施例中，使用功率检测器745来测量导频音或调谐信号的输出功率电平。在框1220，控制器235对SCA 305和SCA 310的设置作出一次或多次调整并测量应每次调整而生的导频音或调谐信号的输出功率电平。控制器235可继续作出调整，直到导频音或调谐信号的输出功率电平达到或超出可接受的、较佳的或最大电平为止。作为附加或替代，控制器235可作出某一数量的调整并记录导频音或调谐信号的输出功率电平 (例如记录在存储设备760中)并标识具有最佳、优选和最高功率电平的记录输出功率电平。在某些示例性实施例中，控制器235在单调递增或递减过程中扫描SCA 305和SCA 310 的设置值(例如对于数字SCA—次一个最低有效位(LSB)或多个LSB)。在某些示例性实施例中，可采用例如图20所示和下面阐述的算法的二进制算法来寻找SCA 305和SCA 310的优选设置。在框1225中，控制器235存储要求的中心频率以及SCA 305和SCA 310与存储设备760中的查找表900中的可接受、优选或最大电平对应的设置。例如，要求的中心频率可存储在字段“Freql”中，而SCA 305和SCA 310的设置可存储在字段“SCA_Input_BPFl ”中。 在框1225后，方法1105进至图11引用的框1110。图13是描述参照图11的框1110根据某些示例性实施例的用于校准HIPCF消除器130的LNA-BPF 215的方法1110的流程图。在框1305中，旁路开关720、670被启用而旁路开关725被禁用。这使输入BPF 205和Q增强BPF 225旁路以校准LNA-BPF 215。在框1310，控制器235对SCA 315的设置作出一次或多次调整并测量应每次调整而生的导频音或调谐信号的输出功率电平。控制器235可继续作出调整，直到导频音或调谐信号的输出功率电平达到或超出可接受、较佳或最大电平为止。作为附加或替代，控制器 235可作出某一数量的调整并记录导频音或调谐信号的输出功率电平(例如记录在存储设备760中)并标识具有最佳、优选和最高功率电平的记录输出功率电平。在某些示例性实施例中，控制器235在单调递增或递减过程中扫描SCA 315的设置值(例如对于数字SCA 一次一个LSB或多个LSB)。在某些示例性实施例中，可采用例如图20所示和下面阐述的算法的二进制算法来寻找SCA 315的优选设置。在框1315中，控制器235将SCA 315与可接受、优选或最大电平对应的设置存储在存储设备760的查找表900中。例如将SCA 315的设置存储在字段“SCA_LNA_BPF1”中。在框1315后，方法1110进至图11引用的框1115。统称为图14的图14A、14B描述了参照图11的框1115根据某些示例性实施例的用于校准HIPCF消除器130的Q增强BPF 225的方法1115的流程图。在框1405中，旁路开关720、725被启用而旁路开关670被禁用。这使输入BPF 205和LNA-BPF 215旁路以校准Q增强BPF 225。在框1410中，(例如通过控制器235)将偏置电流施加于电流开关M70_M7n，这是为了将交叉耦合对620中的晶体管开关M8、M9以及电流源M60-M6n保持为启用或导通，但仍然避免Q增强BPF 225的振荡。施加于电流开关M70-M7n的电流量可对应于查找表900 的“QE的最小电流”字段的值。在框1415中，控制器235对SCA 615的设置作出一次或多次调整并测量应每次调整而生的导频音或调谐信号的输出功率电平。控制器235能继续作出调整，直到导频音或调谐信号的输出功率电平达到或超出可接受、优选或最大电平为止。作为附加或替代，控制器235可作出某一数量的调整并记录导频音或调谐信号的输出功率电平(例如记录在存储设备760中)并标识具有最佳、优选和最高功率电平的记录输出功率电平。在某些示例性实施例中，控制器235在单调递增或递减过程中扫描SCA 615的设置值(例如对于数字SCA 一次一个LSB或多个LSB)。在某些示例性实施例中，可采用例如图20所示和下面阐述的算法的二进制算法来寻找SCA 615的优选设置。在框1420中，控制器235通过增加电流开关Μ70-Μ7Π的设置来增加施加于交叉耦合晶体管开关M8、M9的电流量。在某些示例性实施例中，电流量增大几个(例如4)LSB。 在框1425中，导频音或调谐信号被断开。在框1430中，控制器235作出关于是否存在由Q 增强BPF 225产生的任何振荡的询问。在某些示例性实施例中，该询问包括将HIPCF消除器130的测得输出功率电平与ATE处的预定阈值或存储在查找表900的杂项值950中的阈值“用于振荡的功率检测器输出阈值”作比较。如果测得的输出功率电平低于该阈值，则控制器235确定不存在振荡。如果控制器235确定不存在振荡或振荡幅度很小，则方法1115 进至框1435，在那里控制器235再次导通导频音或调谐信号并将导频音或调谐信号施加于 HIPCF消除器130的输入。在框1435后，方法1115返回至框1415。如果控制器235确定存在振荡，则方法1115进至框1440。在框1440，控制器235将施加于电流开关M70_M7n的电流量减小至振荡前的水平。 在框1445中，控制器235将SCA 615与振荡前的电流电平对应的设置存储在存储设备760 的查找表900中。例如将SCA 615的设置存储在字段“SCA_QE_BPF1”中。在框1450中，重启用导频音或调谐信号并将其施加于HIPCF消除器130的输入。 控制器235对DAC 650的设置作出一次或多次调整以使压控电容器VCl和VC2偏压并测量从每次调整所得的导频音或调谐信号的输出功率电平。对DAC 650的调整使压控电容器 VCl和VC2的电压电平受到调整。控制器235能继续作出调整，直到导频音或调谐信号的输出功率电平达到或超出可接受、优选或最大电平为止。作为附加或替代，控制器235可作出某一数量的调整并记录导频音或调谐信号的输出功率电平(例如记录在存储设备760中) 并标识具有最佳、优选或最高功率电平的记录输出功率电平。在某些示例性实施例中，控制器235在单调递增或递减过程中扫描DAC650的设置值(例如一次一个LSB或多个LSB)。 在某些示例性实施例中，可采用例如图20所示和下面阐述的算法的二进制算法来寻找DAC650的优选设置。在框1455中，导频音或调谐信号被断开。在框1460中，测量HIPCF消除器130的输出功率电平。在框1465，如同框1430，控制器235作出关于是否存在由Q增强BPF 225 产生的任何振荡的询问。如果控制器235确定存在振荡，则方法1115进至框1470。如果控制器235确定不存在振荡，则方法1115进至框1475。在框1470，控制器235通过将电流开关M70_M7n的设置减小例如几个LSB而降低电流电平以使交叉耦合的晶体管M8、M9偏压。在电流电平降低后，方法1115返回至框1450。在框1475中，控制器235将DAC 650和电流开关M70_M7n的设置存储在存储设备 760的查找表900内。例如，可将电流开关M70-M7n的设置存储在字段“Current 1”中而将 DAC 650的设置存储在字段“DAC1”中。在框1475后，方法1115结束。当然，方法1100可以任何频率重复任何次数。例如，带通滤波器205、215和225可针对三个频率(Freql、Freq2 和FreqIB)进行校准。图15是示出根据某些示例性实施例的用于校准图7的HIPCF消除器130的输入 BPF 205的方法1500的流程图。该方法1500是图12的方法1105的替代性方法。在框 1505，旁路开关720,725和670被禁用。例如，控制器235可禁用旁路开关720,725和670。在框1510中，具有要求的中心频率的导频音或调谐信号被施加于HIPCF消除器 130的输入。在框1515中，在HIPCF消除器130的输入侧作出反射的导频音或调谐信号(例如反射系数或回程损耗)的测量。例如，可通过功率检测器或频谱分析仪作出该测量。在框1520，控制器235对SCA 305和SCA 310的设置作出一次或多次调整并测量反射的导频音或调谐信号。控制器235能继续作出调整，直到反射的导频音或调谐信号达到或超出可接受、优选或最小电平为止。作为附加或替代，控制器235可作出某一数量的调整并记录反射的导频音或调谐信号(例如记录在存储设备760中)并标识具有最佳、优选或最低电平的记录的反射导频音或调谐信号。在某些示例性实施例中，控制器235在单调递增或递减过程中扫描SCA 305和SCA310的设置值(例如对于数字SCA —次一个LSB或多个LSB)。 在某些示例性实施例中，可采用例如图20所示和下面阐述的算法的二进制算法来寻找SCA 305和SCA 310的优选设置。在框1525中，控制器235存储要求的中心频率以及SCA 305和SCA 310与存储设备760中的查找表900中的可接受、优选或最小电平对应的设置。例如，要求的中心频率可存储在字段“Freql”中，而SCA 305和SCA 310的设置可存储在字段“SCA_Input_BPFl ”中。图16是示出根据某些示例性实施例的针对给定频率确定开关设置的方法1600的流程图。例如，可响应用户对移动TV作出信道改变而执行方法1600。在某些示例性实施例中，查找表900包括每个带通滤波器205、215和225的设置以及接收机135每个信道可调谐至的I、Q种子值。在某些示例性实施例中，查找表900包括每个带通滤波器205、215和 225的设置以及针对预定数量(例如3个)信道频率的I、Q种子值。对于针对每个信道频率不包括经校准设置的实施例而言，方法1600提供在任何应用可选信道频率下针对每个带通滤波器205、215和225计算SCA开关设置的示例性过程。该示例性方法1600将查找表900中针对预定数量的信道频率标识的校准值以及通过例如温度传感器755的片上温度传感器测得的实际温度考虑在内。在框1605，控制器235执行询问以确定是否开始针对每个带通滤波器205、215、
20225确定开关设置。在某些示例性实施例中，控制器235与接收机135通信以确定接收机 135的接收频率是否已改变，例如因接收机135信道改变引起接收频率改变。如果接收机的接收频率已改变，则控制器235确定开始针对每个带通滤波器205、215、225确定开关设置并进至框1610。否则，方法1600停留在框1605。在某些示例性实施例中，控制器235确定HIPCF消除器130所在芯片的温度是否已改变。控制器235监视接收的温度测量值以确定温度是否已改变超过某一阈值。如果控制器235确定温度已改变一等于或超出阈值的量，则控制器235确定开始针对每个带通滤波器205、215、225确定开关设置并进至框1610。否则，方法1600停留在框1605。在某些示例性实施例中，控制器235确定查找表900是否已改变或查找表900中的设置或值是否已更新。如果控制器235确定查找表已改变，则控制器235确定开始针对每个带通滤波器205、215、225确定开关设置并进至框1610。否则，方法1600停留在框1605。在框1610，控制器235接收来自查找表900的接收机135的接收频率(“目标频率”)、带通滤波器205、215和225的当前校准值、来自温度传感器755的实时或近实时温度测量值以及来自查找表900的校准过程中的温度值。在框1615，控制器235执行询问以确定目标频率是否小于频率阈值。例如在某些移动TV实施例中，该频率阈值被设置在与某些移动TV调谐器的接收频带中央对应的 600MHz处。如果目标频率低于该频率阈值，方法1615进至框1620。否则，方法1600进至框 1625。在框1620，控制器235计算变量“DeltaF”，该变量指示目标频率和频率阈值之间的差。控制器235使用查找表900中的两个或更多个校准值执行例如线性插值的插值过程， 以确定SCA 305、310、315和615的设置、压控电容器VCl和VC2的DAC设置以及电流开关 M70-M7n的偏置电流开关设置。例如，对于每个前述组件，控制器235在关于DeltaF的线性插值计算中使用针对例如Freql的第一频率存储的设置以及针对例如Freq2的第二频率存储的设置以确定该组件的设置。在框1625，控制器计算变量“DeltaF”，该变量指示目标频率和第二频率值之间的差。在某些示例性实施例中，如果该频率阈值为600MHz，则第二频率值为770MHz。这些频率值是示例性而非限定性的，并可使用其它频率值而不脱离本发明的范围和精神。如同框1620，控制器使用查找表900中的两个或更多个校准值执行插值过程，以确定SCA 305、 310、315和615的设置、压控电容器VC1和VC2的DAC设置以及电流开关M70_M7n的偏置电流开关设置。例如，对于每个前述组件，控制器235在关于DeltaF的线性插值计算中使用针对例如Freq2的第一频率存储的设置以及针对例如Freq3的第二频率存储的设置以确定该组件的设置。如框1620和1625所示，方法1600使用两组不同的校准设置以确定依赖目标频率的HIPCF消除器130的组件的设置。这允许控制器235使用最接近目标频率的校准设置来确定组件的合适设置。在框1630中，控制器235通过计算变量“DeltaTemp”来确定温度补偿，该变量 “DeltaTemp”得到实际温度和进行最末校准时的温度(存储在查找表900的字段950中) 之间的差。控制器235也计算因每个组件的设置的温度差造成的偏移值。控制器235使用偏移值来确定在该目标频率下组件的最末设置。控制器235将最末设置存储在内部寄存器中以用于运行组件。注意，I/Q调制器230的I和Q设置在方法1600中可能不作温度补偿， 因为I和Q设置可使用下面参照图17-31描述的消除算法中的一种算法来校准。图17示出根据某些示例性实施例的噪声和/或干扰消除算法的实现层1700。这些算法可使用来自被害接收机135的反馈信号来为HIPCF消除器130确定合适的I和Q设置。该反馈信号包括通信系统100的质量指标(例如BER、PER、RSSI、噪声底、SNR、EVM和位置精度等)。该示例性算法实现包括四个层，即链路控制层1710、信号处理层1720、算法控制层1730以及算法执行层1740。在某些示例性实施例中，每个层1710-1740可位于下列三个组件中的任意一个中1)被害接收机135的基带集成电路，幻独立微控制器或幻HIPCF 130的片上控制器235(或另一控制设备)。为了方便说明，下面按照执行各个功能的控制器235对各层1710-1740进行说明。在链路控制层1710中，分析和测试反馈信号的质量以确定是否应启用消除来提高被害接收机135的灵敏度。由于HIPCF消除器130提供的有效噪声和/或干扰消除的特性，HIPCF消除器130也可在消除由功率放大器110(或另一组件)在被害接收机135的输入侧产生的噪声和/或干扰的同时输出其本身的噪声底。结果，由被害接收机135观察到的总噪声底是HIPCF消除器130、接收天线120的输出噪声底、由接收天线120接收的功率放大器噪声和/或干扰以及功率放大器110 (通过HIPCF消除器130)经相位和增益调整的噪声底之和，这进而影响到被害接收机135的灵敏度。因此，对于是否启用HIPCF消除器130 以提高被害接收机135的灵敏度的确定可基于被害接收机135接收的功率放大器110的实际噪声和/或干扰来确定。图18示出根据某些示例性实施例针对具有8MHz信道带宽在746MHz下调谐的移动TV调谐器和CDMA800功率放大器的接收机灵敏度相对于耦合功率放大器噪声的图表 1800。参见图18，图表1800包括表示HIPCF消除器130禁用时的移动TV调谐器灵敏度的第一曲线1805以及表示HIPCF消除器130消除或抑制功率放大器噪声时的移动TV调谐器灵敏度的第二曲线1810。如示例性实施所示那样，对低于-174dBm/Hz的功率放大器噪声启用HIPCF噪声消除器130没有任何益处，因为HIPCF消除器130的输出噪声底将超出消除耦合功率放大器噪声带来的利益。对于前述将近-160dBm/Hz的功率放大器噪声，当启用 HIPCF消除器130时能获得最大消除/灵敏度改善(例如在本示例性实施中为将近IOdB)， 因为接收到的功率放大器噪声一般远高于HIPCF消除器130的输出噪声底。另外，链路控制层1710检测多信道系统是否过去已优化过特定信道并将与先前优化对应的设置从存储器传至HIPCF 130。信道是否之前已优化的指示可在优化完成时或优化过程中由控制器235 存储在存储器中。要求的被害接收信号质量可相对于从接收机接收的反馈(例如BER、PER、RSSI、噪声底、SNR、EVM和位置精度等)评价以确定是否启用HIPCF消除器130。例如，如果反馈指示接收信号高于合成的噪声底(即HIPCF消除器130、接收天线120的输出噪声底、由接收天线120接收的功率放大器噪声和/或干扰以及功率放大器110 (通过HIPCF消除器130) 经相位和增益调整的噪声底之和)，则启用HIPCF 130。该特征示出于图19，图19示出根据某些示例性实施例的具有8MHz信道带宽在746MHz下调谐的移动TV调谐器的输出SNR相对于在被害接收机135的输入侧具有处于-161dBm/Hz的耦合CDMA800功率放大器相位噪声的接收移动TV信号强度的图表1900。参见图19，图表1900包括表示HIPCF消除器130禁用时的移动TV调谐器输出SNR的第一曲线1905以及表示HIPCF消除器130消除或抑制功率放大器相位噪声时的移动TV调谐器输出SNR的第二曲线1910。第三曲线1915示出移动TV调谐器要求的最小SNR输出。如示例性实施中所示那样，当接收的移动TV信号低于-90dBm时，启用HIPCF噪声消除器130可能没有益处。示例性链路控制层1710包括若干工作模式。控制器235可基于由接收机135接收的信号的信号质量确定启用哪种工作模式。在某些示例性实施例中，链路控制层1710包括四种工作模式，即最大消除模式、有限消除模式、等待可接受信号模式以及无信号模式。 在该示例性实施例中，如果接收的信号强度是可接受的(例如高于图19中-Slcffim的可接受阈值水平)，则控制器235开始最大消除模式，因此HIPCF消除器130的噪声和/或干扰消除处于高水平。如果接收的信号强度为低(例如在可接受水平阈值和非常低的水平阈值之间，也就是图19中的_81dBm和-90dBm之间)，则控制器235开始HIPCF消除器135的有限消除模式，因此噪声和/或干扰消除水平受噪声底约束。如果接收的信号低于例如指示非常低信号的阈值(例如图19中的-90daii左右)，则控制器235将开始等待可接受信号模式，因此控制器235推迟进入后续层1720-1740，直到接收的信号满足或超出该阈值为止。如果在控制器235处于等待可接受信号模式的同时接收的信号满足或超出阈值，则控制器235能进入后续层1720-1740。如果不存在在接收机135侧接收的信号，则控制器235 开始无信号模式，因此HIPCF消除器130停止。链路控制层1710也可推导出与阈值时变通过有关的信息，例如当两阈值电平在低于1秒时间内通过。移动设备可在隧道中或大桥下移动，并且全部设置可保持不变直到表示移动设备已从隧道或桥底返回可接受电平阈值通过为止。链路控制层1710的操作然后可使用保留设置来重新开始。信号处理层1720包括确保反馈信号的稳定性和强健性的若干过程。第一过程包括在执行噪声消除算法前对反馈信号的预定数量反馈值求平均。第二过程包括在执行噪声消除算法过程中纠正反馈信号中的错误。一示例性纠错过程包括从接收机135获得两个反馈值并计算这两个反馈值之间的差。如果该差低于容限水平，则对两个反馈值求平均。否则，从接收机135获得第三反馈值并确定第三反馈值和第二反馈值之间的差。如果该差低于容限水平，则对第二反馈值和第三反馈值求平均。否则， 获得第四反馈值并执行相似的过程达预定的迭代次数。如果没有发现其差低于容限水平的两个反馈值，则可指示错误并禁用HIPCF消除器130。第二示例性纠错过程包括在运行噪声消除算法的同时排列某一数量的反馈值并选择某一数量的反馈值。例如，控制器235可排列十个反馈值并选择排列在中间的五个反馈值。计算所选反馈信号的平均值并将其用于噪声消除算法。信号处理层1720的第三过程包括SNR求平均。该SNR求平均过程包括针对例如 GPS系统、DARS (数字音频无线电服务)或Iridium的不同卫星(SV)计算SNR的平均值。 SNR求平均可针对具有高于某一海拔阈值的某一海拔高度的卫星来执行，这只是为了避免算法执行层1740中的不正确判断。在算法控制层1730中，可执行若干用户控制以控制算法执行层1740中描述的算法。一种这样的用户控制是用来比较例如HIPCF消除器130的I和/或Q设置的改变前后的两反馈值的逻辑的极性。该极性可以是正的(例如反馈值越高越好)或负的(例如反馈值越低越好)。可使用正极性的一些示例性反馈信号是SNR、载波-噪声比(C/N)以及转发器放大增益。可使用负极性的一些示例性反馈信号是PER、BER、误差向量大小、噪声底水平、 相邻信道功率比以及相邻信道泄漏率。算法执行层1740包括若干噪声消除算法中的一个的执行。这些算法包括调整 HIPCF消除器130的I和Q值的动作以及评价源自调整的反馈信号以寻找可接受的I和Q值来运行HIPCF消除器130的动作。这些算法包括两种类型的二进制算法(快速二进制算法 (FBA)和二进制纠正算法(BCA))、minst印算法(MSA)、盲射算法(BSA)、双斜边算法(DSA) 以及跟踪和搜索算法(TSA)。图20是示出根据某些示例性实施例的用于消除噪声和/或干扰的快速二进制算法2000的流程图。在该示例性FBA 2000中，对于如算法控制层1730中定义的极性确定的更好反馈值，HIPCF消除器130的I、Q值中的每个位被顺序翻转并测试。FBA 2000可从起始位开始并顺序地前进通过I值和Q值的每个位，直到到达事先定义的停止位为止。在某些示例性实施例中，起始位和停止位可以是用户选择的。在框2005中，控制器235选择第一 I值和第一 Q值以运行HIPCF消除器130。这些个第一值可以是来自查找表900的起始值、种子值或范围值的中间值。在框2010中，HIPCF 消除器130将第一 I值和第一 Q值施加于I/Q调制器230。在框2015，接收机135将具有反馈值的反馈信号提供给控制器235。反馈值可以是SNR、RSSI、载波-噪声比(C/N)、RSSI、转发器放大增益、PER、BER、误差向量大小、噪声底水平、相邻信道功率比或相邻信道泄漏率。在从接收机135获得反馈值后，控制器235将反馈值存储在存储器中。在框2020中，控制器235翻转I值的某个位并将更新的I值发送至HIPCF消除器 130。作为响应，HIPCF消除器130将更新的I值施加于I/Q调制器230。例如，I值2071 的位2075可从值“1”翻转至值“0”。在该框2020的第一次迭代中，控制器235将翻转I值的起始位。在每次后继迭代中可翻转下一个位，直到停止位完结为止。在框2025，控制器235从接收机135获得更新的反馈值。在框2030，控制器235 将更新的反馈值与存储的反馈值比较以基于算法控制层1730中定义的极性来确定两反馈值中的哪一个更好。例如，如果极性为正且更新的反馈值大于存储的反馈值，则控制器235 将确定更新的反馈值更好。同样，如果极性为负且更新的反馈值大于存储的反馈值，则控制器235将确定存储的反馈值更好。控制器235存储更好的反馈值并将I值设置为得出更好反馈值的I值。控制器235也将得出更好反馈值的I值施加于HIPCF消除器130。在框2035中，控制器235翻转Q值的某个位并将更新的Q值发送至HIPCF消除器 130。作为响应，HIPCF消除器130将更新的Q值施加于I/Q调制器230。例如，Q值2081 的位2085可从值“1”翻转至值“0”。在该框2035的第一次迭代中，控制器235将翻转Q值的起始位。在每次后继迭代中可翻转下一个位，直到停止位完结为止。在框2040，控制器235从接收机135获得更新的反馈值。在框2045，控制器235将更新的反馈值与存储的反馈值比较以基于算法控制层1730中定义的极性来确定两反馈值中的哪一个更好。控制器235存储更好的反馈值并将Q值设置为得出更好反馈值的Q值。 控制器235也将得出更好反馈值的Q值施加于HIPCF消除器130。在框2050中，控制器235执行询问以判断I值和Q值中是否存在更多要测试的位。例如，控制器235可判断框2020-2050的之前迭代是否评价过停止位。如果存在更多要测试的位，则遵循“是”分支回到框2020，在那里翻转和评价另一个位以实现更好的反馈。 否则，遵循“否”分支至框2055。在框2055，控制器235使用最后存储的I值和Q值来运行 HIPCF消除器130。在某些示例性实施例中，图20所示的FBA 2000可能不涵盖每种情况，因此可通过对I值和Q值都赋予一个或两个位起始值(例如最高有效位(MSB))来作出改善。对FBA 2000的另一种改善包括在执行FBA 2000前执行下面描述的BSA来获得I值和Q值的起始值。BCA是图20所示和前面描述的快速二进制算法的改型。在BCA中，I值和Q值的每个位就像快速二进制算法中那样被顺序翻转，如果位的初始值是“ 1 ”则对其增“ 1”(并因此造成对其紧邻的更高有效位的进位)，或者如果初始值为“0”则对其减“1” (并因此造成对其紧邻的更高有效位的借位)。在两种情形下，控制器235可评价反馈值以确定哪个值 (根据框确定I值或Q值)得出更好的反馈。与FBA类似，得出更好反馈值的I值和Q值被存储并在算法完成时使用以控制HIPCF消除器130。BCA可从起始位开始并前进经过每个位直到停止位完结为止。在某些示例性实施例中，起始位和停止位可以是用户选择的。在某些示例性实施例中，如果在执行二进制纠正算法前没有执行过BSA，则二进制纠正算法可开始于MSB并仅对I值和Q值的MSB进行位翻转，这是因为对MSB来说没有更高有效位可以进位或借位。在I值和Q值的MSB已完结后，对评价位增“1”或减“1”的特征可开始于第二 MSB。下面参照图21描述执行BCA而不是FBA 2000的动机，图21示出使用二进制算法调整的I和Q值的曲线2100。参见图21，点Xl代表HIPCF消除器130的最初I值和Q值的图示。作为二进制算法的一部分，将I值的MSB翻转以从点Xl进至点X2。在该曲线图中， 点X2处的反馈值确定为比点Xl处的反馈值更好。因此，二进制算法将保持点X2的I值并翻转Q值的MSB以进至点X3。在点X3，假设反馈值在点X3确定为比点X2更好，那么在FBA 2000中，将I值的第二 MSB翻转。该位翻转可能使算法从点X3进至点A，点A更远离最优点C并因此具有比点 C的反馈值差的反馈值。在二进制纠正算法中，通过将I值的第二 MSB增“1”或减“1”并因此影响MSB而测试在点A和点B的反馈值。由于点B更接近优化点C，因此点B将得出比点A更好的反馈值并且BCA将从点B开始继续而不是从点X3。因此，BCA可能比快速二进制算法更精确。然而，在某些实施中，BCA可能需要更多次迭代和更多硬件。图22是示出根据某些示例性实施例的用于消除噪声和或/干扰的minstep算法 2200的流程图。示例性MSA 2200能提供噪声消除的细调，例如在已执行多种二进制算法之一之后。MSA 2200能遵循干扰/噪声源(例如功率放大器110)和被害接收机135之间的耦合信道的变化。对于给定的步长(例如ILSB至7LSB分辨率)，可通过顺序地将I值和Q 值递增(加上步长)或递减(减去步长)来实现噪声和/或干扰消除。在某些示例性实施例中，递增或递减在适当I值或Q值的最大值或最小值(例如范围标准)处停止。在某些示例性实施例中，MSB 2200针对给定数量的迭代或时间周期运行并能被用户中断。I值和 Q值各自在要求值周围振荡或遵循耦合信道的变化。参见图1、2和22，在框2205中，控制器235选择第一 I值和第一 Q值以运行HIPCF消除器130。在框2210，HIPCF消除器130将第一 I值和第一 Q值施加于I/Q调制器230。在框2215，接收机135将具有反馈值的反馈信号提供给控制器235。反馈值可以是SNR、RSSI、载波-噪声比(C/N)、转发器放大增益、PER、BER、误差向量大小、噪声底水平、 相邻信道功率比或相邻信道泄漏率等。在从接收机135获得反馈值后，控制器235将反馈值存储在存储器内。在框2220，控制器235将I值递增给定步长(例如1LSB)并将更新的I值发送至 HIPCF消除器130。作为响应，HIPCF消除器130将更新的I值施加到I/Q调制器230。控制器235还从接收机135获得更新的反馈值。在框2225，控制器235将更新的反馈值与存储的反馈值作比较以基于算法控制层 1730中定义的极性来确定两反馈值中的哪一个更好。控制器235存储更好的反馈值并将I 值设置为得出更好反馈值的I值。控制器235也将得出更好反馈值的I值施加于HIPCF消除器130。在框2230，控制器235将Q值递增给定步长(例如1个LSB)并将更新的Q值发送至HIPCF消除器130。作为响应，HIPCF消除器130将更新的Q值施加到I/Q调制器230。 控制器235还从接收机135获得更新的反馈值。在框2235，控制器235将更新的反馈值与存储的反馈值作比较以基于算法控制层 1730中定义的极性来确定两反馈值中的哪一个更好。控制器235存储更好的反馈值并将Q 值设置为得出更好反馈值的Q值。控制器235也将得出更好反馈值的Q值施加于HIPCF消除器130。在框2240，控制器235将I值递减给定步长(例如1个LSB)并将更新的I值发送至HIPCF消除器130。作为响应，HIPCF消除器130将更新的I值施加到I/Q调制器230。 控制器235还从接收机135获得更新的反馈值。在框2245，控制器235将更新的反馈值与存储的反馈值作比较以基于算法控制层 1730中定义的极性来确定两反馈值中的哪一个更好。控制器235存储更好的反馈值并将I 值设置为得出更好反馈值的I值。控制器235也将得出更好反馈值的I值施加于HIPCF消除器130。在框2250，控制器235将Q值递减给定步长(例如1个LSB)并将更新的Q值发送至HIPCF消除器130。作为响应，HIPCF消除器130将更新的Q值施加到I/Q调制器230。 控制器235还从接收机135获得更新的反馈值。在框2255，控制器235将更新的反馈值与存储的反馈值作比较以基于算法控制层 1730中定义的极性来确定两反馈值中的哪一个更好。控制器235存储更好的反馈值并将Q 值设置为得出更好反馈值的Q值。控制器235也将得出更好反馈值的Q值施加于HIPCF消除器130。在框2260，控制器235执行询问以确定是否继续重复框2220-2255。在某些示例性实施例中，这种确定基于时间周期。如果时间周期已届满，则控制器235确定不再继续。 在某些示例性实施例中，这种确定基于接收机135的灵敏度或基于框2255中获得的反馈值。在某些示例性实施例中，该确定基于执行的迭代次数。如果控制器235确定继续重复框 2220-2255，则遵循“是”分支返回到框2200。否则，遵循“否”分支至框2265。在框2265, 控制器235使用最后选择的I值和Q值来运行HIPCF消除器130。
在某些示例性实施例中，从I值或Q值的递增改变至递减的判断基于之前的迭代是否排斥新的反馈值，即新的反馈值不优于之前的反馈值。尽管FBA 2000、BCA 2100和MSA 2200在上文中表述为按照IQIQIQ的改变顺序，然而FBA 2000、BCA 2100和MSA 2200也可用其它顺序来实现，例如包括IIQQIIQQ和 IIIQQQIIIQQQ0当信号状况恶劣(例如可接受的起始I和Q值不可用)或者被害接收机基带IC 对作为反馈值的BER或SNR具有有限的精度时，可执行BSA。在这种配置中，可执行BSA以针对前述算法(即FBA 2000、BCA 2100或MSA 2200)确定起始I值和起始Q值。图23示出具有16个子区的I-Q平面2300，它具有伪随机的反馈值。BSA可评价(例如来自查找表的)多个不同的I和Q预采样的反馈，并选择具有最佳反馈值的预采样。在确定最佳预采样后，BSA能过渡至FBA 2000,BCA 2100或MSA 2200并使用预采样的I值和Q值作为算法的起始点。存在若干方法来执行BSA。在一种方法中，从具有预设I值和Q值的数个采样(例如4个或16个)中选择与最佳反馈值关联的I值和Q值。在10位I值和Q值的情形下， 可从I-Q平面内的下列位置取反馈值的4个采样I = (0xFF，0x2FF，0xFF，0x2FF)Q= (0x2FF,0x2FF, OxFF, OxFF)在10位I值和Q值的情形下，可从I-Q平面内的下列位置取反馈值的16个采样I = (0x80,0x80,0x80,0x80,0x180,0x180,0x180,0x180,0x280,0x280,0x280, 0x280,0x380,0x380,0x380,0x380)Q = 0x80，0x180，0x280，0x380，0x80，0x180，0x280，0x380，0x80，Ox 180,0x280, 0x380，0x80，Ox 180，0x280，0x380)前面的位置是示例性而非限定性的，并且许多其它位置是可行的而不脱离本发明的精神和范围。实现BSA的第二种方法包括获得四个(或其它数量)预设I和Q点处的反馈值。 能标识所获得的反馈值的最大和最小反馈值。通过(a)对最小和最大反馈值求平均或(b) 将用户选择的偏移值加上最小反馈值来确定反馈阈值。在确定反馈阈值后，BSA可评价四个I和Q点中最接近最佳域的I和Q点的反馈值。例如，BSA可使用用户指定的步长来探索与四个I和Q点中最佳点最接近的I和Q点。当一个采样反馈满足或超出反馈阈值时， BSA可终止。BSA可随后过渡到MSA 2200。DSA使用具有两个相等且相反斜边的等腰三角形近似法来近似模拟噪声漏斗形曲线。图M是示出根据某些示例性实施例的从DSA实现得到的接收质量指标M05相对于I 或Q值的图表MOO。DSA能沿通过接收信号质量指标M05形成的噪声漏斗形曲线选择四个点(X1-X4)并计算接近消除点C的顶点。该顶点可使用线性方程的点-斜边形式计算出。 一旦找到顶点，将该顶点用作起始的I和Q值，DSA能过渡至MSA 2200。图25是示出根据某些示例性实施例的用于消除噪声和或/干扰的DSA2500的流程图。图沈是表述从图25的DSA 2500的实现得到的接收信号质量指标相对于I轴或Q 轴(如果图沈以三维形式绘制则相对于I轴和Q轴)的曲线沈05的曲线图沈00。示例性 DSA 2500对通过接收信号质量指标1605形成的噪声漏斗形曲线使用具有两个相等且相反斜边的等边三角形近似法。参见图25和图沈，在框2505，控制器235沿I轴或Q轴选择一定数量的I值和/或Q值采样。例如，控制器235可选择四个采样。在某些示例性实施例中，控制器235使用BSA来选择I值和/或Q值采样的位置。在框2510，控制器235将采样与I/Q调制器230通信并且I/Q调制器每次一个地施加采样。在框2520中，控制器235获得对每个施加采样的反馈值，例如“接收信号质量指标”，并将每个反馈值和相应采样I和Q值存储在存储设备760中。在某些示例性实施例中，控制器235从接收机135接收每个采样的“接收信号质量指标”。在框2520，控制器235比较存储的反馈值并标识更好的反馈值。例如，在图沈中， 控制器235将点Xl标识为得出更好的反馈值。令点Xl具有I、Q值(InQ1)以及Y1的反馈值。在框2525，用预设步长“STEP” (例如STEP = I值或Q值的最高有效位(MSB)或 MSB/2或MSB/4)，控制器235通过改变I值来选择点Xl周围的另外两个点。例如，控制器 235可选择点X2 (例如I !+STEP, Q1)和X3 (例如I1-STEP, Q1)。控制器235将采样X2和X3 通信给I/Q调制器230并且I/Q调制器230每次一个地施加采样X2和X3的设置。对于每个采样，控制器235例如从接收机135接收反馈值。令X2的反馈值为Y+而X3的反馈值为 Y_。 在框2530，控制器235基于双斜边计算另一采样点。在某些示例性实施例中，控制器235使用SLOPE = (Y^Y1)/STEP来计算另一采样。该等式表示连接点X2和点Xl的直线 2610的斜率。另一直线沈15示出于图26，该直线沈15从点X3伸出并具有与直线沈10相反的斜率。直线2610和沈15在点沈20处相交。在框2530，控制器使用下面等式来计算点沈20的下一 I值I2 = I「STEP*(Y+-Y_)/(YrY1).在框 2535，控制器将 I 值和 Q 值(I25Q1)通信至 I/ Q调制器230并且I/Q调制器230施加该I值和Q值。在框2540，控制器2；35接收(I2A1) 的反馈值并将该反馈值存储在存储设备760中。令(12，仏)的反馈值为I。在框2545，用预设步长“STEP”，控制器235通过从点(I2A1)开始改变Q值来选择点Xl周围的另外两个点。例如，控制器235可选择点(I2，A+STEP)和(I2A1-STEP)。控制器235将采样通信给I/Q调制器230并且I/Q调制器230每次一个地施加采样的设置。对于每个采样，控制器235接收一反馈值。令(12，Q^STEP)的反馈值为Y+，而(12，Q1-STEP) 的反馈值为Y-。在框2550，控制器235计算Q2 = Q1-STEP* (Υ+_Υ_) / (Υ+_Υ2) ·在框 2555，控制器 235 将 I 值和 Q 值(I2, Q2)通信至I/Q调制器230并且I/Q调制器230施加I值和Q值。在框2560，控制器235接收(12， Q2)的反馈值并将该反馈值存储在存储设备760中。令(12，％)的反馈值为Υ3。在框2565，控制器235减小STEP的尺寸。在该示例性实施例中，STEP的尺寸被减半。然而，其它(例如较不保守的)减小尺寸也是可行的。在框2570，控制器235执行询问以确定STEP的尺寸是否小于阈值“STEP·”。如果STEP的尺寸小于STEP·，则DSA 2500进至框2580，在那里控制器235将(I25Q2)作为起始点发起MSA (例如MSA 2200)。如果STEP 的尺寸不小于STEPend，则方法2500进至框2575。在框2575中，控制器235将12、Q2和Y2 值分别赋予I1、Q1和Y1。在框2575，DSA 2500返回到框2525。
当存在具有全局优选消除点的局部优选消除点时，示例性DSA 2500尤为有用。局部优选消除点指的是一类I值和Q值，它们的反馈值是“局部”优选的。例如MSA 2200的 MSA不会跳出局部优选消除点附近的区域。对高位执行DSA 2500，控制器235能避免拘泥于那些局部优选消除点，而MSA2200能细调以寻找全局优选消除点。图27是示出根据某些示例性实施例的用于消除噪声和或/干扰的TSA2700的流程图。图观是示出根据某些示例性实施例的、在图27的TSA实现中评估的沿I-Q平面观01 的消除点的曲线图观00。参照图27和观，在框2705中，控制器235在I-Q平面观01中选择某一数量(例如4个)采样。在某些示例性实施例中，控制器235使用BSA来选择采样在I-Q平面观01内的位置。在框2710，控制器235将所选采样的设置与I/Q调制器230通信并且I/Q调制器 230每次一个地施加各个采样的设置。在框2715中，控制器235对每个采样(例如从接收机13 接收反馈值并将该反馈值及其相应设置存储在存储设备760中。在框2720中，控制器235比较反馈值并标识更好或优选的反馈值。令图观中的Xl是得出优选反馈值的采样。在框2725，用预定步长“STEP”(例如STEP = MSB/2或MSB/4)，控制器235选择Xl 附近的另外四个采样。例如，控制器235可选择(INSTEP, Q1)、(I1-STEP, Q1)、(I1,仏+STEP) 和(IijQ1-STEP)0控制器235将这四个设置通信给I/Q调制器230并且I/Q调制器230每次一个地施加每个采样的设置。控制器235接收每个采样的反馈值并将每个采样的反馈值和每个采样的设置存储在存储设备760中。控制器235比较四个采样的反馈值并标识出优选反馈值。令图观中的X2是得出优选反馈值的采样。在框2730，控制器235减小STEP的尺寸。在该示例性实施例中，STEP的尺寸被减半。其它尺寸减小也是可行的。在框2735，控制器235执行询问以确定STEP的尺寸是否小于阈值"STEPend”。如果STEP的尺寸小于STEPend，则TSA 2700进至框2755，其中控制器 235使用设置(In+1，Qn+1)来控制I/Q调制器230。只要执行了一次TSA迭代，则控制器235 使用与框2725中的优选反馈值对应的采样的设置以控制I/Q调制器230。如果STEP的尺寸不小于STEPend，则TSA 2700进至框2740。在框2740，控制器235选择具有最佳存储的反馈值的采样附近的另外四个采样。 如果是第一次迭代，则采样是具有(12，Q2)的X2。由于框2740可能执行了多次，因此该采样被指定为紐。例如，控制器235可选择采样(In+STEP，Qn)、(In-STEP, Qn)、(In，Qn+STEP) 和(In，Qn-STEP)。控制器235将这四个设置通信给I/Q调制器230并且I/Q调制器230每次一个地施加每个采样的设置。控制器235接收每个采样的反馈值并将每个采样的反馈值和每个采样的设置存储在存储设备760中。在框2745，控制器235比较四个采样的反馈值并标识出优选反馈值。在框2750中，控制器235减小的STEP尺寸并且TSA返回至框2735。 图28示出采用由点X1-X4表示的四次迭代的TSA 2700，TSA 2700在I-Q平面观01中标识出优选的消除点观15。当例如响应温度变化基于之前的优选消除点搜索改善的消除点和相应I/Q设置时，示例性TSA 2700尤为有用。在这类情形下，框2705适于使用之前的优选I/Q设置而不是选择四个采样。TSA 2700能将搜索域收窄至I-Q平面观01内接近之前优选消除点的区域。
前面描述的各个算法(例如BSA、FBA、BCA、MSA、DSA和TSA)可实现为用来确定可接受的I和Q值的独立算法。或者，可一并采用多个算法以提高评价速度并达到要求的精确度。例如，可执行BSA以确定I和Q值的要么第一 MSB、要么第一 MSB和第二 MSB。在BSA 之后，可执行FBA或BCA以确定I和Q值的中间几个位。最后，可执行MSA以细调I和Q值以取得更好的反馈值，并因此取得更好的噪声或干扰消除。可执行算法的多次迭代和/或在更长时间段内执行算法以取得更好的结果。在某些示例性实施例中，用于细调的算法(例如MSA和TSA)以常“开”模式应用，如此控制器 150在噪声消除器处于正常工作的同时继续执行该算法。这使控制器150调整噪声消除器的设置以将例如温度变化和工作条件变化的环境变化考虑在内。另外，并行工作的噪声消除器能同时或顺序地各自执行一个或多个算法。图四是示出根据某些示例性实施例的针对设置在诸如通信系统100之类的通信系统中的两噪声消除器寻找优选噪声消除点的方法四00的流程图。例如，通信系统100在替代性实施例中可包括并联的两个HIPCF消除器130。在框四05，例如两HIPCF消除器130中的一个的控制器235之类的控制设备对一个序列中的两个消除器配置(I，Q)设置。例如，该序列可配置成aninQnqn. . . IOiOQOqO)， 其中In- IO和Qn…QO指定第一消除器的(I，Q)设置，而in…i0和qn…q0指定第二消除器的IQ设置。控制设备然后将两消除器视为具有配置序列的单个消除器。在框四10，控制设备使用该序列执行前述一个或多个消除算法(例如BSA、FBA、 BCA、MSA、DSA或TSA)以确定消除器的优选消除设置。在框四15，控制设备将优选消除设置存储在存储器中。图30是示出根据某些示例性实施例的针对设置在通信系统中的两噪声消除器寻找优选噪声消除点的替代性方法3000的流程图。在框3005中，例如两噪声消除器中的一个的控制器235的控制设备寻找两噪声消除器中的一个的优选消除点，同时两噪声消除器中的第二个的设置保持不变。前述消除算法之一(例如854484』04、1^4、054或15幻可用来寻找第一噪声消除器的优选噪声消除点。在框3010中，控制设备使用一个或多个消除算法(例如BSA、FBA、BCA、MSA、DSA 或TSA)来寻找第二噪声消除器的优选消除点，同时第一噪声消除器的设置在框3005执行过程中找到的优选消除点保持不变。在框3015，因为两消除器使用其各自的优选消除点工作，控制设备得到源自两噪声消除器的反馈值。在框3020，控制设备将获得的反馈值与预设阈值作比较。如果反馈值优于阈值或方法3000已运行超过预设的迭代次数，则方法3000 进至框3025。否则，方法返回到框3005，其中两消除器的当前(I，Q)设置作为算法的起始值。在框3025，控制设备存储两噪声消除器的设置并使用该设置来控制噪声消除器。图31是示出根据某些示例性实施例的针对设置在通信系统中的两噪声消除器寻找优选噪声消除点的替代性方法3100的流程图。该方法3100给出两噪声消除器用来增加消除带宽的实现。在框3105，例如两噪声消除器中的一个的控制器235之类的控制设备基于带宽下部的反馈值寻找两噪声消除器中的第一个的优选消除设置(例如(I，Q)设置)，同时第二噪声消除器被断开。在框3110，控制设备存储第一噪声消除器的优选噪声消除设置。在框3115中，控制设备基于带宽上部的反馈值寻找噪声消除器中的第二个的优
30选消除设置(例如(I，Q)设置)，同时第一噪声消除器被断开。在框3120，控制设备存储第二噪声消除器的优选噪声消除设置。在框3125，控制设备将两噪声消除器接通并将各自的优选消除设置施加于两噪声消除器中的每一个。在框3130中，控制设备对于带宽下部在第一噪声消除器上执行一步 MSA。在框3135中，控制设备对于带宽上部在第二噪声消除器上执行一步MSA。在框3140，控制设备获得噪声消除器的反馈值并将该反馈值与预设值比较。如果反馈值大于预设值或如果框3130和3135已执行超过预设的迭代次数，则方法3100进至框 3145。否则，方法3100返回到框3130。在框3145，控制设备将最后设置存储在存储器中并使用该最后设置来控制噪声消除器。尽管方法四00、3000、3100是按照确定两噪声消除器的优选消除点来描述和解说的，然而各方法四00、3000、3100也可用来确定任何数量噪声消除器的优选消除点。例如，方法四00、3000、3100可用来寻找并行设置的三个或更多个噪声消除器的优选消除点。尽管方法四00、3000、3100描述为寻找两个噪声消除器的优选或改善的消除点，然而各方法四00、3000、3100也可用来寻找两个以上噪声消除器的优选或改善的消除点，例如三个或更多个噪声消除器。归纳来说，根据本发明某些示例性实施例的通信系统可包括在第一频率下通信信息的发射机、在可与第一频率相同或近似的第二频率下接受通信信号的接收机以及消除、 纠正、寻址或补偿因发射机发射的信号而施加在接收机上的干扰、EMI、噪声、尖刺或其它不合需频谱分量的干扰抑制设备。干扰抑制设备可耦合于发射机的发射路径(例如在发射机的功率放大器的输出端)以获得发射信号的采样。干扰补偿电路可包括例如带通滤波器的多个滤波器，这些滤波器阻挡或抑制落在接收机频带外的信号，同时使落在接收机频带内的噪声或其它干扰信号通过。干扰补偿电路还可包括I/Q调制器，该I/Q调制器使用由滤波器输出的信号来产生干扰补偿信号。该干扰补偿信号可具有与噪声的振幅相同或相近的振幅以及相对于干扰180°的相移。使用来自被害接收机的“接受信号质量指标”反馈来调谐这些参数。由I/O调制器产生的干扰补偿信号被施加于接收机的接收路径以消除或抑制由发射信号施加在接收机上的干扰。本文描述的通信系统可体现为各种通信设备，包括蜂窝电话、移动计算机、PDA、个人导航设备(例如GPS设备)或包含两个或更多个通信元件的任意其它通信设备。例如， 通信系统可体现为具有LTE/CDMA/GSM收发机和移动TV调谐器的智能电话。另一示例是具有GSM/PCS/DCS/W-CDMA收发机和GPS接收机的智能电话。又一示例包括具有WLAN收发机和WiMAX或蓝牙收发机的笔记本电脑。在移动设备实施例中，两个或更多个通信元件可通过具有很小空间距离的两个或更多个天线来通信。因此，由两个或更多个通信元件发射的信号可能对彼此施加干扰。为了抑制或消除这种干扰，可在每个通信方向上采用前述的HIPCF消除器。S卩，第一 HIPCF消除器可消除或抑制由两个或更多个通信元件中的第二个施加于两个或更多个通信元件中的第一个上的干扰，同时第二 HIPCF消除器消除或抑制由两个或更多个通信元件中的第一个施加于两个或更多个通信元件中的第二个上的干扰。两HIPCF消除器的某些组件可制造在单个集成电路或多个集成电路上，例如一个或多个CMOS电路上。本发明的实施例可与执行上述方法和处理功能的计算机硬件和软件共同使用。如本领域内技术人员理解的那样，本文描述的系统、方法和程序可体现为可编程计算机、计算机可执行软件或数字电路。软件可存储在计算机可读介质上。例如，计算机可读介质可包括软盘、RAM、R0M、硬盘、可移动介质、闪存、存储棒、光学介质、磁光介质、CD-ROM等。数字电路可包括集成电路、门阵列、程序块逻辑、现场可编程门阵列(FPGA)等。
尽管前面已详细描述了本发明的特定实施例，然而说明书仅是为了解说。因此应当理解，本发明的许多方面仅借助示例在前面给出，并且不旨在作为本发明的必须或必要要素，除非另有声明。除了前述内容，与示例性实施例所披露方面的各种改型或与之对应的等效动作可由得益于本公开的本领域内技术人员作出而不脱离本发明由下面权利要求书定义的精神和范围，其范围遵照最宽的解释以涵盖这些改型和等效结构。
权利要求
1.一种消除与第二通信路径上的发送关联的对第一通信路径的干扰的系统，包括输入，所述输入作用以耦合于所述第二通信路径以获得发送的采样；输出，所述输出作用以将干扰补偿信号耦合于所述第一通信路径；以及电路，所述电路设置在所述输入和输出之间，包括多个滤波器，所述滤波器以级联方式设置以接收采样并输出经滤波的信号；以及调制器，所述调制器耦合于所述级联滤波器的输出并响应对所述经滤波的信号的振幅、相位和延时中的至少一者的调整来产生干扰补偿信号。
2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述系统是集成电路。
3.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述第一通信路径和第二通信路径设置在包含所述系统的蜂窝电话系统中。
4.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述多个滤波器中的每一个包括带通滤波器。
5.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述多个滤波器显著减小采样落在与耦合于所述第一通信路径的接收机关联的频带外的分量的振幅。
6.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述发送是通过包含功率放大器的发射机生成的并且所述输入作用以耦合于所述功率放大器的输出。
7.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述输入包括(a)固定电容器和(b)压控可变电容器中的至少一者。
8.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述多个滤波器包括从所述输入接收采样的第一带通滤波器，所述第一带通滤波器包括高Q电感器以及至少一个可开关电容器。
9.如权利要求8所述的系统，其特征在于，所述多个滤波器还包括耦合于所述第一带通滤波器的输出的第二带通滤波器，所述第二带通滤波器包括高Q电感器和至少一个可开关电容器，并且所述第二带通滤波器经由低噪声放大器耦合于所述第一带通滤波器的输出O
10.如权利要求9所述的系统，其特征在于，所述多个滤波器还包括耦合于所述第二带通滤波器的输出的第三带通滤波器，所述第三带通滤波器包括高Q电感器和至少一个可开关电容器，并且所述第三带通滤波器经由可变增益放大器耦合于所述第二带通滤波器的输出O
11.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述多个滤波器中的每一个包括带通滤波器，并且所述电路进一步包括逻辑耦合于每个带通滤波器的控制器，所述控制器可作用以调整每个带通滤波器的谐振频率。
12.如权利要求11所述的系统，其特征在于，每个带通滤波器包括由多个可选电容器构成的至少一个可开关电容器，并且所述控制器通过选择所述一个带通滤波器的可选电容器中的至少一个来调整所述带通滤波器之一的谐振频率。
13.如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述控制器响应与耦合于所述第一通信路径的接收机关联的频率改变来调整每个带通滤波器的谐振频率。
14.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述控制器调整每个带通滤波器的谐振频率以匹配与所述接收机关联的频率。
15.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述发送是通过发射机产生的并且所述第一通信路径耦合于接收机。
16.如权利要求15所述的系统，其特征在于，所述发射机包括移动电话发射机而所述接收机包括移动TV调谐器和GPS接收机中的一者。
17.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述调制器包括I/Q调制器和所述多个带通滤波器中的每一个的至少一部分组件，并且所述I/Q调制器制造在集成电路上。
18.—种抑制与第二通信路径上的发送关联的对第一通信路径的干扰的方法，所述方法包括获得发送的采样；通过多个级联的滤波器对采样进行滤波；通过调整经滤波的信号的振幅、相位和延迟中的至少一者来产生干扰补偿信号； 将所述干扰补偿信号施加于所述第一通信路径；以及响应干扰补偿信号施加于所述第一通信路径而抑制对所述第一通信路径的干扰。
19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述干扰补偿信号包括与干扰的振幅基本相等的振幅以及相对于所述干扰移相大约180°的相位。
20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述多个级联的滤波器减小频率落在电连接于所述第一通信路径的接收机的频带之外的一部分采样的振幅。
21.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述滤波包括 通过具有第一品质因数的第一带通滤波器对采样滤波；以及通过具有第二品质因数的第二带通滤波器对经滤波的采样作进一步滤波；以及通过具有第三品质因数的第三带通滤波器对经滤波的采样作进一步滤波。
22.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括 获得因发送施加在被害接收机上的干扰量的指示；以及基于所述干扰量来调整所述干扰补偿信号。
23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述指示包括被害接收机的接收信号质量指标。
24.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括 接收被害接收机的接收信号质量指标；以及基于所述接收质量指标来调整多个滤波器中的一个或多个滤波器的一个或多个设置以及I/Q调制器的一个或多个设置，所述I/Q调制器调整所述经滤波信号的振幅、相位和延迟中的至少一者。
25.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括检测电连接于所述第一通信路径的被害接收机的频率的变化；以及基于所述频率变化来调整每个所述级联滤波器的参数。
26.如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述每个级联滤波器包括带通滤波器并且所述参数包括谐振频率。
27.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括响应一个或多个环境状态的改变调整所述多个滤波器中的每个滤波器的(a)谐振频率、(b)谐振增益以及(c)品质因数中的至少一者。
28.—种抑制由来自发射机的发送引入到被害接收机的接收路径上的干扰信号的干扰补偿设备，包括第一输入，用于接收施加在所述被害接收机上的干扰指示；第一带通滤波器，所述第一带通滤波器包括第一品质因数，用来接收和滤波发送的采样；第二带通滤波器，所述第二带通滤波器包括第二品质因数并沿所述第一带通滤波器的输出信号路径设置以对所述采样进行进一步滤波；以及I/Q调制器，所述I/Q调制器沿所述第二带通滤波器的输出设置并作用以基于所述指示响应调整经滤波的采样的振幅、相位和延迟中的至少一者来产生干扰补偿信号，所述干扰补偿信号可作用以抑制所述干扰信号。
29.如权利要求观所述的干扰补偿设备，其特征在于，所述第一带通滤波器的至少一部分、所述第二带通滤波器的至少一部分以及I/Q调制器被制造在一集成电路上。
30.如权利要求观所述的干扰补偿设备，其特征在于，所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器各自包括可调谐振频率并且可基于所述被害接收机的频率调整所述谐振频率。
31.如权利要求28所述的干扰补偿设备，其特征在于，还包括可作用以调整所述第一带通滤波器的谐振频率和所述第二带通滤波器的谐振频率的控制器。
32.如权利要求31所述的干扰补偿设备，其特征在于，所述控制器进一步作用以接收指示并基于所述指示调整所述I/Q调制器的同相和正交设置。
33.如权利要求31所述的干扰补偿设备，其特征在于，所述控制器可作用以基于由连接于所述信号路径的功率检测器测得的带外信号和阻挡带电平来控制所述第一品质因数和第二品质因数。
34.如权利要求31所述的干扰补偿设备，其特征在于，所述控制器可作用以基于来自所述被害接收机的信号质量指标反馈来控制所述第一品质因数和第二品质因数。
35.如权利要求观所述的干扰补偿设备，其特征在于，还包括沿所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器之间的信号路径设置的第三带通滤波器，所述第三带通滤波器包括第三品质因数。
36.如权利要求35所述的干扰补偿设备，其特征在于，还包括沿所述第一带通滤波器的输出信号路径设置的至少一个放大器、沿所述第二带通滤波器的输出信号路径设置的至少一个可变增益放大器以及沿所述第三带通滤波器的输出信号路径设置的至少一个缓冲器或放大器。
全文摘要
从侵害通信信道传播的信号可能造成被害通信信道的有害干扰。高输入功率级联滤波器消除器(HIPCF)能获得施加干扰的信号采样并处理经采样的信号以产生干扰补偿信号，当该干扰补偿信号施加于被害通信信道时，消除或抑制有害干扰。HIPCF消除器可包括例如带通滤波器的两个或更多个级联滤波器，该滤波器阻挡或减小落在被害接收机通信频带外的信号的振幅。HIPCF消除器还包括I/Q调制器，该I/Q调制器接收经滤波的信号并基于来自被害接收机或功率检测器的反馈以及由控制器执行的算法通过调整或更新经滤波信号的一个或多个方面(例如增益、相位或延时)产生干扰补偿信号。
文档编号H04B1/10GK102195660SQ20111005171
公开日2011年9月21日 申请日期2011年2月23日 优先权日2010年2月26日
发明者W·S·哈恩, 陈玮 申请人:英特赛尔美国股份有限公司