偏振多级信号光学接收装置、偏振多级信号光学发送装置以及偏振多级信号光学传输装置制造方法

偏振多级信号光学接收装置、偏振多级信号光学发送装置以及偏振多级信号光学传输装置制造方法
【专利摘要】当解调偏振多级信号光时，改进了光的信噪比。光学偏振多级信号接收装置被提供有偏振多级接收器，该偏振多级接收器被配置为通过利用在符号A之前先前接收的至少一个偏振多级符号的偏振态、决策变量的先前值、以及决策结果，来产生用于估计符号A的状态的至少一个估计符号Al到AN，对估计符号Al到AN以及符号A取平均以计算参考符号Ar，并且使用计算的参考符号Ar代替符号A来计算对应于所接收符号R的偏振态变化的决策变量，其中R是所接收符号，并且A是用作针对变化的参考的至少一个先前符号。
【专利说明】偏振多级信号光学接收装置、偏振多级信号光学发送装置以及偏振多级信号光学传输装置
【技术领域】
[0001]本发明涉及在光纤上传输光学偏振多级(multilevel)信号。
【背景技术】
[0002]在超高速光纤传输中，波长复用传输系统被广泛使用，在该系统中具有不同波长的多个光学信号被捆绑在一起进行传输从而有效地利用信号传输可用的波长范围(或频带)。在该传输系统中，发送侧捆绑并发送具有不同波长的多个光学信号，而接收侧接收被分路到原始波长的该光学信号，并且因此做出信号传输。
[0003]而且，为了有效地利用频带，正在研究偏振复用传输。偏振复用传输系统使用利用光的不同偏振态的复用技术。根据该系统，在发送侧，利用独立信息信号来调制的两对光学信号被转换到相互正交的偏振态以被复用然后被发送到光纤。光学信号的偏振态可以表不为邦加球(Poincare sphere)表面上的点。
[0004]此外，已知的是，在经由光纤的传输期间，光学信号的偏振态会发生改变。偏振态的改变可以表示为邦加球表面上的随机转变。应当注意，传输期间的该改变之后，偏振态的正交性会保持。通过利用该特性，接收侧执行偏振态的转变操作以及偏振态的分路操作从而把接收的光学信号分路成在发送侧被复用的两个原始光学信号。像这样，偏振复用传输系统与使用相同波长宽度的波长复用系统相比，实现了两倍的信息传输。
[0005]下面描述了用于实现光学偏振复用传输系统的技术，即，发送器处的光学偏振复用技术以及接收器处的光学偏振分路技术。首先，将描述作为偏振复用光学接收器的常规技术之一的相干偏振复用传输系统。P.J.Winzer, “Spectrally Efficient Long-HaulOptical Networking Usingll2_Gb/s Polarization_Multiplexedl6-QAM”， JOURNAL OFLIGHTWAVE TECHNOLOGY，第28卷，第4期，2月15日，2010，第547-556页是公开了支持该类传输系统的装置的构造的文档之一。
[0006]包括图1A和图1B的图1不出了常规数字相干偏振复用传输系统的例子。图1A表示系统的偏振复用光学多级发送器100的构造，图1B表示系统的偏振分集相干光学多级接收器120的构造。
[0007]偏振复用光学多级发送器100在光学分路器105把来自传输激光源104的非调制激光束输出分成2路，并把2路信号输入到两个正交光场调制器106-1以及106-2。正交光场调制器(或者称为IQ调制器)被配置有在例如铌酸锂的基板上并行布置的两对MZ调制器。响应于被应用到MZ调制器的调制信号输入端子的快速调制的电压信号，可以独立地调制从输出端子输出的输出光的光场的同相分量(I分量或者实部)和正交分量(Q分量或者虚部)。
[0008]将被发送的输入信息信号101-1和101-2分别被多级编码电路102_1和102_2编码为多级信号(例如16QAM)。多级信号的同相分量和正交分量被D/A转换器103-1到103-4以快速操作转换为模拟电波形并且然后被输入到两个正交光场调制器106-1和106-2的同相调制端子和正交调制端子。
[0009]结果是，来自各个正交光场调制器106-1和106-2的输出的光分别被转变为在二维复平面上调制的独立的多级调制光。它们被转换使得偏振态相互正交，并且作为S偏振的光学调制信号108以及P偏振的光学调制信号109被输入到偏振复用电路107，并且作为偏振复用光学多级信号111从输出光纤110输出。
[0010]图2A是根据光学多级调制和偏振复用传输的信号星座的示意图。图2A示出了作为根据光学多级调制的信号星座的例子的16级的正交幅度调制(16QAM)。在16QAM中，以网格模式布置了信号星座并且每个符号发送4个比特的信息。图中的例子表示Q坐标轴上的2个高位比特的值(lOxx, llxx, Olxx, OOxx)以及I坐标轴上的2个低位比特的值(xxlO,xxll, χχΟΙ, χχΟΟ) ο
[0011]可以通过把多级电信号(在该例子中为4级)分别输入到图1中同相分量调制信号的输入端子以及正交分量调制信号的输入端子，并且指定同相分量和正交分量的场坐标(i(t)，q(t))来产生这样的多级信号。这时，从正交光场调制器106-1和106-2输出的X偏振的光学调制信号的光场表示为(i(t)+jq(t))eXp(jon)。这里，ω是传输激光源104的光学角频率，j是虚数单元。应当注意，当产生复的光场信号时，可以使用超高速DA转换器产生复的场信号的实部i(t)和虚部q(t)的电压信号，并把它们施加到用于同相分量调制信号的输入端子和用于正交分量调制信号的输入端子。
[0012]图2B表不偏振复用的概念。光波是电磁波的一种。因此，根据相对于光波传播方向的光场振动方向，在光波中存在两个独立的正交的偏振态(例如，水平偏振和垂直偏振)。因此，两个光场分量(图中的S偏振分量和P偏振分量)可以被利用单独的信息信号来调制、被复用并被发送。
[0013]返回图1A的说明，从上述偏振复用光学多级发送器100输出的偏振复用光学多级信号111经过几十或者几千km的光纤被发送。在这种情况下，偏振复用光学多级信号111由于光纤中的色散等会受到传输损伤并且被图1B中的偏振分集相干光学多级接收器120接收。这里，相干接收表示以下系统，在该系统中，将接收器内部的本振激光源124的输出光用作用于检测光学信号的场分量的参考。
[0014]从输入光纤122输入的所接收的偏振复用光学多级信号121在被光学放大器123等适当放大后被输入到偏振分路光学90度混合电路125。偏振分路光学90度混合电路125把输入信号分路成X偏振分量(同相和正交分量)和Y偏振分量(同相和正交分量)的四组光学信号，并把它们分别输出到4个均衡光学接收器126-1到126-4。
[0015]应当注意，位于接收器内的本振激光源124的光学频率被设置为基本上与接收的偏振复用光学多级信号121的频率相同，并且其输出光被连接到偏振分路光学90度混合电路125的一个输入端口。本振激光源124的输出信号还经过偏振分路光学90度混合电路125被分发到均衡光学接收器126-1到126-4。
[0016]在各个均衡光学接收器126-1到126-4中，输入信号光以及本振光进行干涉，并且从干涉中获得的光被转换成电信号。电信号在A/D转换器127-1到127-4中被采样并转换成数字信号并且输出到数字信号处理器。
[0017]在数字信号处理器中，首先，在半固定色散补偿电路128处施加对应于光纤传输路径中叠加的色散的逆函数的分量。因此，补偿在光纤传输路径处受到的波形退化。其中的退化已被补偿的信号被提供到偏振波束分路器129。偏振波束分路器129检测传输期间的正交偏振分量以执行偏振转变，并且分路并提取发送侧的原始S偏振分量和P偏振分量。S偏振分量被输出到米样电路130-1并且P偏振分量被输出到米样电路130-2。在米样电路130-1和130-2中，提取在波形的中央时间处的数据。之后，在频率和相位估计电路131-1和131-2中，移除IF偏置频率分量和相位波动分量。然后，在多级信号决策电路132-1和132-2,执行多级/[目号的决策和解码过程,并且获得输出/[目息/[目号133-1和133-2。
[0018]应当注意，通常，在接收器(转发器)的随后阶段中，布置调帧器和纠错电路。调帧器和纠错电路分析接收的信号，找出数据帧的报头，并利用在传输之前预先提供的纠错信息来执行纠错处理，以及通过读取报头中的信息执行信道以及监视信息的处理。
[0019]下面描述除了上述偏振复用传输系统之外的其中利用光学信号的偏振的调制系统。这里，将描述利用光学信号的多个偏振态进行信息传输的传输系统，该系统称为偏振多级调制系统。例如在 S.Benedetto 的“Multilevel polarization modulation using aspecifically designed LiNb03device，，，IEEE photonics Technology Letters,第 6 卷，第8期，第949-951页中公开了偏振多级调制系统。
[0020]下面基于图3A-3D的邦加球图来描述偏振多级调制系统的原理。邦加球通常是如图3A所示半径被归一化(例如被归一化为“I”)的球，并且对于典型的光学信号(偏振度足够高)，偏振态可以表示为球表面上的点。当如图3A所示，邦加球的3个轴表示为S1、S2以及S3并且测量信号点(白色的圆)的经度和纬度时，经度用作表示偏振平面上倾斜方式的参数，纬度用作表示椭圆度的参数。
[0021]从图3B中可知，邦加球上的每个位置都对应于实际偏振态。例如，在SI轴和球体平面表面的交叉处，正侧表示TE偏振(例如S偏振)，负侧表示TM偏振(例如P偏振)。此夕卜，在赤道上(S3 = 0)，具有不同倾斜度的线偏振排列有序。在北极和南极，排列有顺时针和逆时针圆偏振，并且球面上上述位置之外的大部分表示具有任意倾斜度和椭圆率的偏振态。应当注意，插入球中心的位于相对位置的球面上的两个点表示相互正交的偏振。
[0022]在 S.Benedetto 的 “Multilevel polarization modulation using aspecifically designed LiNb03device，，IEEE photonics Technology Letters,第 6 卷，第8期，第949-951页中提出的多级偏振调制系统是其中被设置在邦加球上的多个偏振态中的一个偏振态被有选择地发送的多级调制。例如，图3C表示在12级偏振调制(12PolSK)的情形下偏振态(信号点)的分布示例。应当注意，如图3C所示，12个信号点被布置为在信号之间具有宽间隔并且相互之间均匀地接近。邦加球上的每个信号点可以通过任意地调制光场的幅度和相位来产生，并且可以被用于偏振多级调制和常规多级调制的组合中。
[0023]图4A和图4B是使用数字相干技术的常规偏振多级传输系统的构造图。图4A表示偏振多级光学发送器140的构造并且图4B表示偏振多级相干光学接收器143的构造。
[0024]偏振多级光学发送器140把输入信息信号101全部一起输入到偏振多级编码器141 (POLENC)中并将其编码为预期的偏振态和场态。通过在此的编码，产生具有任意幅度和相位的S偏振分量的光学调制信号108以及具有任意幅度和相位的P偏振分量的光学调制信号109。偏振复用电路107相干地复用两个光学调制信号108和109,产生任意的偏振多级和光学多级信号142。
[0025]图4A所示的偏振多级光学发送器140的装置构造基本上与图1A所示的偏振复用光学多级发送器100的构造相同，区别在于由于S偏振光学调制信号108和P偏振光学调制信号109的相干叠加的需要，必须高精度地建立路径长度和/或调制时间，因此装置的构造变得稍微复杂。
[0026]图4B所示的偏振多级相干光学接收器143的装置构造与图1所示的偏振分集相干光学多级接收器120的构造相似。区别之一是偏振波束分路器129 (图1B)被替换为偏振状态估计电路144 (图4B)。当前使用的光学传输装置和/或光纤传输路径的内部部分并不具有在恒定方向上保持偏振主轴的机构。因此，所接收的偏振多级信号的信号点在邦加球上的映射呈现了在传输时受到相对于信号星座在任意方向上的三维旋转的状态，如图3D所示那样。在图3D中，该状态被表示为赤道平面(阴影部分)的任意旋转。因此，偏振多级相干光学接收器143被提供有偏振态估计电路144，作为估计原始偏振主轴方向(在图中由虚线不意的S1、S2和S3)的机构。此外，另一区别是多级信号决策电路132_1和132-2 (图1B)被替换为偏振多级解码器145 (图4B)。偏振多级解码器145基于偏振态和/或所接收星座的幅度和相位全部恢复所有的信息信号。
[0027]下面，描述除了上述偏振复用传输系统之外的利用光学信号偏振的调制系统。这里，描述差分偏振调制系统。差分偏振调制系统是通过利用所接收的符号与紧接在前的符号之间的偏振改变来发送信息的系统。例如，US专利N0.4831663公开了发送二进制信息的例子。
[0028]图5A-5C示出了差分偏振调制系统。在差分偏振调制系统中，如图5A所示，进行传输从而交替切换两个正交偏振。图5B是示出被映射到邦加球上的状态转变的视图。在该系统中，当偏振被切换时发送数字信息“1”，而当偏振未改变时发送数字信息“O”。因此，支持该系统的接收器通过所接收的差分偏振调制光的相干外差检测来解调所接收的符号，通过计算所接收的符号与紧接在前的符号之间的乘积或者差值来检测相位或幅度的改变，并且基于检测结果来解调信息信号。差分偏振调制系统能够在不需要严格检测偏振态的情况下发送信息，并且具有即使在偏振态快速改变的传输路径中也不太可能受到损伤的优点。
[0029]此外，J.Blaikie 等的 “Multilevel differential Polarization ShiftKeying”，IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS，第 45 卷，第 I 期，I 月 1997 提出了其中级数量增加的差分偏振多级系统。通常，在高阶差分偏振调制中，仅仅根据紧接在前的符号的偏振态S(n-l)来得到偏振态到偏振态S(η)的改变存在不确定性。这是由于不能唯一确定从S(n-l)到S (η)的转变中邦加球的旋转。因此，J.Blaikie等的“Multileveldifferential Polarization Shift Keying”， IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS,第45卷，第I期，I月1997中所公开的系统还利用了前两个符号的偏振态S(n-2)。在该系统，定义了在连续两个符号中并不发送相同偏振或相互正交偏振的规则。在支持该系统的接收器中使用的两个决策变量dl (η)和d2(n)被定义为J.Blaikie等的“Multileveldifferential Polarization Shift Keying”，IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS，第45卷，第I期，I月1997中的以下方程式(8)。
[0030]dl(n) = S(n)S(n_2)/(|S(n) I |S(n_2) I )(方程式 I)
[0031]d2(n) = S(n)S(n-l) XS(n-2)/| (S(n) I I S (n_l) X S (n_2) I )(方程式 2)
[0032]这里，dl(n)是 S (η)和 S (η_2)的归一化内积，d2 (η)是 S (η)和 S (η_1)与 S (η_2)的归一化外积向量的归一化内积。[0033]图6A-6E示意了多级差分偏振调制的原理。图6A示意了在时间上连续接收的三个符号S(n-2)、S(n-l)和S(n)之间的位置关系。方程式I提供的dl是所接收的符号s(n)沿着图6B所示经过原点和s(n-2)的Dl轴测量的坐标值。在该例子的情形中，s (η)位于dl = O的表面上。因此，dl = O。
[0034]另一方面，方程式2提供的d2是沿如图6C所示的D2轴(平行于外积向量8(11-1)\8(11-2)，即正交于8(11-1)和s(n-2)两者的轴)上测量的归一化内积。在该例子的情形中，S(η)正好位于D2轴上并且因此d2 = I。
[0035]如图6C所示，Dl轴和D2轴都经过球的原点并且相互并不平行。因此，可以把所接收符号的位置S(n)唯一地确定为坐标(dl，d2)。如上所述，从两个符号的位置定义了 dl轴和d2轴，并且确认了(dl，d2)是关于先前两个符号位置的差分解调结果。尤其对于针对改进的偏振多级传输的传输效率而增加信号点数量的情形中，这样的多级差分调制是很有用的。
[0036]通常，在偏振多级调制系统中，当增加了信号点的数量时(当在二维邦加球表面上密集地分布大数量的信号点时)，信号点的校正决策将是不可能的，即使利用邦加球的轻微倾斜(即使利用偏振主轴的轻微旋转)也是如此。此外，在偏振多级调制系统中，信号点数量的增加使得在接收后检测主轴或者追踪主轴的改变非常困难。尤其是，当SN的退化较大或者当在偏振态中广生快速波动时，在偏振轴的检测中或在追S示中的错误出现，这使得接收变得不可能。
[0037]相比之下，在上述差分多级偏振调制系统中，基于两个连续接收的符号之间的偏振差异等来做出符号决策，从而并不需要准确和快速的偏振追踪并且因此改进了对抗快速偏振波动的优势。

【发明内容】

[0038]然而，现有的差分偏振调制系统具有下述问题。
[0039]问题之一是由于增大的噪声所致的接收灵敏度的下降。在差分偏振调制中，之前刚接收的先前符号的偏振态用作参考点并且基于偏振态相对于参考点的改变量来发送信
肩、O
[0040]然而，在长距离光纤传输中，当由于位于传输路径中的光学放大器的噪声等的影响导致光学SNR下降时，偏振态的波动被分别独立地叠加到将作为参考点的先前符号的偏振态S(n-l)和S(n-2)以及将被测量的当前接收符号S (η)中。图5C示出了当存在上述噪声时的影响。图5C示出了二进制差分调制中噪声的影响。在图中，SO (η)和SO (n-Ι)表示信号点的理想位置。此外，信号点偏振态的波动范围被表示为以理想信号点为其中心的小圆(用阴影描绘)。
[0041]例如，假设，受噪声的影响，信号点S(n)和S(n-l)的偏振态波动以致相互靠近，例如S (η)和S(n-l)。在这种情况下，测量它们的偏振态的改变并且发现它们的偏振态缩短了两倍的噪声量。结果是，光学SNR灵敏度下降了大约3dB。在这种情况下，与典型二进制偏振调制相比，可能的传输距离被预期下降大约一半。
[0042]此外，图6D表示不存在光学噪声影响的情况下差分多级偏振调制的例子，并且图6E表示存在光学噪声影响的情况下差分多级偏振调制的例子。没有噪声的影响，SO (n-2)、SO(n-l)和S(n)提供的接收符号首先沿着如图6D所示的90度球面上的赤道移动，然后沿着90度球面上的经线移动。
[0043]相反地，在具有噪声影响的情况下，如图6E所示，转变的形状显著改变。在图6E的例子的情形中，移动追踪近似为曲线。事实上，还在J.Blaikie等的“Multileveldifferential Polarization Shift Keying”，IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS，第45卷，第I期，I月1997中，报告了，在二进制差分偏振调制的理论灵敏度中，与二进制偏振调制相比，SNR灵敏度下降2.4dB,并且，在6值的差分偏振调制的理论灵敏度中，与二进制偏振调制相比，SNR灵敏度下降5.4dB。
[0044]另一问题是决策系数和/或识别值的方程式将根据差分多级偏振调制引起的信号点的位置和数量而改变。尽管J.Blaikie等的“Multilevel differential PolarizationShift Keying”，IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS，第 45 卷，第 I 期，I 月 1997 新提出了用于检测偏振平面中的改变的决策系数(例如dl和d2)，根据信号点的数量和/或布置来独立地搜索合适的决策变量是非常麻烦的。此外，当没有得到合适的决策变量时，很可能显著降低诸如接收灵敏度之类的性能。而且，决策变量的数量和/或方程式很可能根据紧在前的信号点S(n-l)与信号点s(n)的位置关系而发生改变，并且因此必须在实际接收器的实施中提供冗余计算和决策电路。此外，紧在前的符号的决策错误引起用于随后符号的决策的决策方程式和电路中的错误，这很可能引起一连串的错误。
[0045]这里，提供了本发明的多个方面来解决上述问题。其一个例子是包括偏振多级接收器的偏振多级信号接收装置，该偏振多级接收器被配置为从光学传输路径被输入其中在每个固定符号时间切换多个偏振态的偏振多级信号光，并且计算与每个符号时间接收的偏振态的改变对应的决策变量从而解码传输信息。
[0046]这里，R是接收符号，A是用作改变的参考的至少一个先前符号，偏振多级接收器通过利用在符号A之前先前接收的至少一个偏振多级符号的偏振态、决策变量的先前值以及决策结果来产生用于估计符号A的状态的至少一个估计符号Al到AN，求估计符号Al到AN以及符号A的平均值来计算参考符号Ar，并且使用计算的参考符号Ar代替符号A来计算对应于接收符号R的偏振态改变的决策变量。
[0047]本发明允许降低了可能在偏振多级信号光的接收中产生的SNR灵敏度的恶化。此夕卜，通过实施例的以下描述，除了已被描述的之外的目标、构造和优点将变得清楚。
【专利附图】

【附图说明】
[0048]图1是示出根据现有技术的数字相干偏振复用传输系统的构造的图；
[0049]图2是示出根据现有技术的可应用到光纤通信中的光学多级调制和偏振复用的图；
[0050]图3是示出根据现有技术的光学信号的偏振态和偏振多级调制的视图；
[0051]图4是示出根据现有技术的数字相干偏振多级传输系统的构造的图；
[0052]图5是示出二进制差分偏振调制的原理的视图；
[0053]图6是示出多级差分偏振调制的原理的视图；
[0054]图7是示出根据第一实施例的数字相干差分偏振多级光学接收装置的构造的图；
[0055]图8是示出根据第一实施例的偏振态的估计原理的视图；[0056]图9是示出根据第二实施例的多符号偏振估计电路152的构造的图；
[0057]图10是示出根据第三实施例的多符号偏振估计电路152的构造的图；
[0058]图11是示出根据第四实施例的差分偏振多级光学发送器180的构造的图；
[0059]图12是示出用在根据第四实施例的发送器中的差分偏振预编码电路181的构造的图；
[0060]图13是示出根据第四实施例的差分偏振编码和差分偏振解码的操作的视图；以及
[0061]图14是示出用在根据第四实施例的接收器中的偏振差分提取电路190的构造的视图。
【具体实施方式】
[0062]下面将基于附图来描述本发明的实施例。应当注意本发明不限于稍后描述的实施例，并且各种变型可以落在本发明技术概念的范围内。
[0063]第一实施例
[0064]图7示出了根据第一实施例的数字相干差分偏振多级光学接收器150的构造。差分偏振多级信号151被从输入光纤122输入到数字相干差分偏振多级光学接收器150。数字相干差分偏振多级光学接收器150与常规差分偏振多级接收器的构造基本相同。
[0065]也就是，数字相干差分偏振多级光学接收器150被配置有连接到输入光纤122的光学放大器123,本振激光源124,偏振分路光学90度混合电路125,均衡光学接收器126-1到126-4，AD转换器127-1到127-4，半固定色散补偿电路128，偏振波束分路器129，采样电路130-1到130-2，频率和相位估计电路131-1和131-2，多符号偏振估计电路152，以及多级决策电路153。
[0066]根据该实施例的接收器与常规接收器的区别在于紧在多级决策电路153之前插入了多符号偏振估计电路152。多符号偏振估计电路152用于使用前几个符号的决策变量的值以及决策结果进行平均并移除前几个符号的偏振态中所含的噪声分量。电路的增加使得本实施例的接收器与常规接收器相比可以获得具有较高准确度的新决策变量。
[0067]下面描述符合差分偏振多级调制系统的光学信号经输入光纤122被输入到数字相干差分偏振多级光学接收器150中的情形。
[0068]本实施例的多符号偏振估计电路152计算已降低噪声的决策变量dlr(n)和d2r (η)。根据下面的方程式3和方程式4来提供决策变量dir (η)和d2r (η)。
[0069]dir (n) =S (η).Sr (η_2) / | S (η) I (方程式 3)
[0070]d2r (η) =S (η).Sr (η_1) X S (η_2) / | S (η) I (方程式 4)
[0071]本实施例的决策变量dir (η)和d2r(n)与常规决策变量dl (n)和d2 (η)相关联。本实施例的决策变量dir (η)和d2r(n)与常规系统的不同在于使用平均的符号位置Sr (n_l)和 Sr(n-2)。
[0072]在本实施例中提出的平均符号位置Sr(n-l)和Sr(n_2)是减少了先前符号位置S(n-l)和S(n-2)中包含的噪声的那些位置。在下面的说明中，对于每个平均符号位置Sr (η)，假设其幅度已经被归一化为“ I ”。
[0073]此外，尽管常规系统直接将先前检测的接收的偏振态用作一个符号之前接收的符号S(n-l)，多符号偏振估计电路152利用进一步先前的决策结果来估计一个符号之前接收的符号S(n-l)并使用估计的结果来计算平均符号位置。
[0074]在下文，Dl (η)和D2 (η)是用于决策变量dir (η)和d2r(n)的标识决策的结果(决策结果)。这是由于先前的决策结果Dl (n-Ι)和D2(n-1)是使用作为参考的进一步先前的符号位置S(n-2)和S(n-3)以及直到S(n_l)的偏振态的改变的估计而获得的结果。然后，可以估计S(n-l)存在于在dl轴(S(n-3)轴)上的坐标Dl(n_l)中并且存在于在d2轴(S (n-2) X S (n-3)轴)上的坐标 D2(n_l)中。
[0075]在这种情形中，可以通过下面的方程式5来得到使用S(n_2)和S(n_3)估计的S(n-l)的位置 S(n-llr_l。
[0076]S (η-1) r_l = Unit (Dl (η-1) *S (n-3) +D2 (n_l) *S (n-3) X S (n-2))(方程式 5)
[0077]这里，UnitO表示把幅度归一化为“I”的函数，并且“_1”表示从被追踪回之前一个的符号位置估计的偏振态。相似的，还可以如下来顺序地定义S(n-2)、Sr(n-3)、……、Sr(n-1):
[0078]S (n-2) r_l = Unit (Dl (n-2) *S (n_4) +D2 (n-2) *Sr (n_4) X S (n-3))(方程式 6)
[0079]S (n-3) r_l = Unit (Dl (n-3) *S (n_5) +D2 (n-3) *Sr (n_5) X S (n_4))(方程式 7)
[0080]......[0081]S (n-1) r_l = Unit (Dl (n_i) *S (n-1_2)+D2 (n_i) *Sr (n-1_2) X S (n-1_l))(方程式8)
[0082]例如，通过把方程式6中的S (n-2) r_l代入方程式5中的S (n-2)，可以获得使用进一步先前的偏振态S(n_3)和S(n_4)来估计S(n_l)的下列方程式。
[0083]S (n-1) r_2 = Unit (Dl (η-1) *S (n-3) +D2 (η-1) *Sr (n_4) X S (n_l) r_l)(方程式 9)
[0084]此外，通过顺序地将方程式7到方程式8代入方程式9而一个一个地增大i并且利用S(n-1)r_l代替S(n_i)，可以获得用于S(n-l)的若干估计值S(n_l)r_l、S(n-l)r_2、......、S(n_l)r_k0
[0085]这些是通过使用在之前不同时间(准确地，连续两个时间获得的偏振态来计算的用于S(n-l)的估计值。应当注意，由于这些值具有噪声分量，如方程式10所示，一直到先前的k个位置对它们的位置进行平均，以被减小噪声的偏振态Sr(n-l)。
[0086]Sr (n-1) = Unit (S (η-1) +S (η-1) r_l+S (n-2) r_2+...S (n_l) r_k)(方程式 10)
[0087]相似的，可以根据方程式11估计S(n_2)的位置。
[0088]Sr (n-2) = Unit (S (n-2) +S (n-2) r_l+S (n-2) r_2+...S (n-2) r_k)(方程式 11)
[0089]然而，实际上，在方程式10和方程式11之间，观察时间仅被偏移一个符号。因此，Sr (n-2)可以是通过对方程式10的计算结果延迟一个符号获得的估计值。通过把以该方式获得的Sr (n-Ι)和Sr (n-2)代入方程式3和方程式4获得的结果dir (η)和d2r (η) 是根据本实施例的新决策变量。
[0090]图8表示通过使用邦加球对根据本实施例的偏振态的估计的展望。图8示出了方程式10和方程式11估计的Sr (n-ι)和Sr (η_2)(在图中灰色的两个点)的情形。
[0091]例如，通过对从先前接收的偏振态估计的S(n-l)r_l、S(n_l)r_2等等以及实际接收的偏振态S(n-l)进行平均来获得Sr (n-1)，并且如图6D所示，Sr(n-l)更接近信号点SO(n-l)的真正位置。因此，更多了降低了噪声，从而与直接使用接收的偏振态S(n)、S(n-l)和S (n-2)相比允许高度精确的信号决策。
[0092]应当注意，图7所示的数字相干差分偏振多级光学接收器150采用了一旦在偏振波束分路器129处恢复发送侧的偏振态的构造。然而，原则上，由于差分偏振调制提取了偏振中的改变，并不必然需要在接收器中具有偏振波束分路器129。
[0093]然而，在常规数字相干接收器中，通常利用基于简单算法(例如CMA (恒模算法))的通用适应性蝴蝶FIR(有限脉冲响应)来实现偏振波束分路器129，并且在偏振分路的同时，偏振波束分路器129被用于使线性退化(例如传输路径的残余色散和偏振色散)均衡。
[0094]因此，在本发明中，如图7所示，偏振波束分路器129被安装在数字相干差分偏振多级光学接收器中以补偿退化。然而，不限于偏振波束分路器129，可以安装对抗传输损伤的一些自适应均衡器电路。
[0095]此外，尽管图7示出了被配置为以数字相干方式接收被接收的信号并且检测偏振态的接收器的构造，但是还可以使用基于其它操作原理的光学接收器，只要其具有检测偏振态的功能。例如，斯托克斯(Stokes)参数检测器可以用作接收器，其把接收信号分成3路，并把各路信号输入到具有检测三个斯托克斯参数S1、S2和S3的功能的直接检测接收器。这样的斯托克斯参数检测器被广泛应用在光学测量领域，以作为被配置为检测光学信号的偏振态的偏振计。
[0096]第二实施例
[0097]图9是示出多符号偏振估计电路152的构造的图。接收的偏振态S(n)作为偏振态输入160被输入到多符号偏振估计电路152。偏振态S(n)在符号延迟电路161-1、161-2、...、161-k处被顺序地延迟。每个符号延迟电路161-1、161-2、...、161_k把每个输入符号和输出符号输出到每个相应的偏振态估计电路163-1到163-k。例如，偏振态估计电路163-1和163-2被实施有对应于方程式8和方程式9的计算电路，从而基于先前两个偏振态和决策结果Dl和D2来获得在时间n-Ι的偏振态估计值S(n-l)r_i。如方程式10所示，在偏振态平均电路164处将这些值与S (n-Ι)的归一化结果加在一起，并且，然后对它们进行调整使得在偏振态平均电路164处幅度为恒定，从而产生参考符号Sr(n-l)。
[0098]延迟电路167-2、内积电路166-1和166_2以及外积电路165是被配置为根据方程式3和方程式4从参考符号Sr(n-l)和归一化接收符号S(n)/|S(n) I获得决策变量dlr(n)和d2r(n)的电路。
[0099]决策电路168-1和168-2是被配置为分别确定决策变量dir (η)和d2r (η)并输出该差分偏振解调的决策结果Dl (η)和D2 (η)的电路。
[0100]应当注意，尽管在该例子中利用的先前偏振态的数量是k，k可以是任意数量，只要其大于I。根据统计，位于3到20的范围内的k提供了足够的灵敏度改进量。如本构造图所示，使用数字向量计算可以相对容易地实施多符号偏振估计电路152。
[0101]第三实施例
[0102]图10示出了多符号偏振估计电路152的构造的另一示例。在图10中，与图9相同的附图标记被提供给对应的部分。本实施例与第二实施例之间的区别在于是否存在被配置为在对估计的偏振态进行平均时提供加权的加权电路172以及最优加权计算电路170。
[0103]通常，利用先前的信息来估计偏振态将导致增大的误差。因此，以相同的比率对偏振态估计电路163-1、163-2到163-k的输出偏振态进行相加并不是最佳的。因此，以对较新的数据提供较大的加权值的方式来进行相加，能够以高质量估计偏振态。
[0104]本实施例的最优加权计算电路170被输入有决策变量dl和d2、它们的决策结果Dl和D2、所接收的偏振态S (η)等，并且输出加权信号171来优化加权电流172的加权变量wl到wk，从而使决策误差最小化。对于用于这样的优化的算法，可以利用被广泛用于通信领域中的数字滤波器优化的LMS(最小均方误差)等。
[0105]应当注意，尽管在本实施例中示出了应用适应性最优加权的例子，但是权重wl到wk可以被设定为固定值或者可以被人工调整。此外，尽管在实施例中由于需要保持幅度值恒定而插入了归一化电路，当计算结果被均衡时可以忽略归一化电路。
[0106]此外，当接收的偏振多级信号S(η)具有幅度调制分量时，幅度的大小可以被反映到S(n-l)以及偏振态估计值S(n-l)r_l、S(n_l)r_2、...、S(n_l)r_k。因此，在加权相加中，利用具有较大幅度的先前符号来估计的估计值被以较大的幅度来相加。结果是，在估计中，具有较大幅度较少噪声的符号具有优先权，从而能够进一步降低噪声。
[0107]第四实施例
[0108]下面描述用作与上述数字相干差分偏振多级光学接收器150成对的差分偏振多级光学发送器的例子。
[0109]图11是示出根据本发明的差分偏振多级光学发送器180的构造的图。在图11中，与图4相同的附图标记被提供给对应的部分。
[0110]差分偏振多级光学发送器180配置有偏振多级编码器(POLENC) 141，差分偏振预编码电路181，D/A转换器103-1到103-4，传输激光源104，光学分路器105，正交光场调制器106-1和106-2，以及偏振复用电路107。本实施例的特征在于紧在偏振多级编码器141之后提供差分偏振预编码电路181。然而，用作与数字相干差分偏振多级光学接收器150成对的差分偏振多级光学发送器并不限于图11所示的构造。
[0111]图12是差分偏振预编码电路181的不意图。差分偏振预编码电路181被一个符号接一个符号地顺序输入有由偏振多级编码器141产生的偏振多级信号182。这里，S(η)表不符号序号为η的偏振多级信号182。偏振多级信号182是对应于以数字值表不的偏振态的多维量。任何指示形式是有用的，只要其可以与任意偏振态(即邦加球上的点)相关联，并且其可以由三维斯托克斯向量、复琼斯向量、邦加球上的经度和纬度对等进行指示。
[0112]S(η)被输入到旋转矩阵变换电路185并且输出逐一与邦加球上的每个偏振态相关联的R(η)，即，偏振旋转矩阵183。偏振旋转矩阵183是一个指示邦加球表面上刚体旋转变换的变换矩阵。例如，当斯托克斯向量用于表示s (η)时，s (η)是3列向量并且R(n)是3X3斯托克斯矩阵。
[0113]偏振旋转矩阵183 (R(n))被输入到偏振旋转计算电路186。偏振旋转计算电路186将偏振旋转矩阵183 (R(η))与从另一端子输入的偏振态T(η-1)相乘，并输出T(n) ( = R(n)T(n-l))作为偏振预编码信号184。
[0114]同时，T(η)在一个符号延迟电路187被延迟一个符号并作为一个符号之前的T(n-Ι)反馈回偏振旋转计算电路186的输入端子。因此，输出信号Τ(η)得到了以连续累计的方式应用偏振旋转矩阵R(η)的信号。
[0115]下面描述在传输系统中执行的差分偏振编码和差分偏振解码，在该传输系统中，本实施例的差分偏振多级光学发送器180用作发送器并且数字相干差分偏振多级光学接收器150用作接收器。
[0116]图13A-C的图示出了旋转矩阵变换电路185的操作。图13A中的白色圆圈形成输入到旋转矩阵变换电路185的S (η)的信号星座。图13Α示出了其中8个信号点均匀连续地分布在邦加球上的8级偏振多级调制的例子。对于每个符号，S(n)位于白色圆圈的任意一个点上。
[0117]当输入有S(n)时，旋转矩阵变换电路185输出偏振旋转矩阵183，例如，该偏振旋转矩阵183使得图中的黑色圆圈(坐标点(S1，S2，S3) = (1,0,0))旋转到S(n)。用于获得这样的旋转的偏振旋转矩阵183并不限于一个矩阵。例如，考虑引起黑色圆圈沿着穿过该黑色圆圈和S(n)的较大圆圈(例如图中以灰线示意的较大圆圈)以最短距离移动到S(n)的旋转矩阵。此外，考虑提供相对于作为轴的S3的旋转以及相对于作为轴的SI的旋转的旋转矩阵的组合矩阵。
[0118]输出偏振旋转矩阵183 (R(η))被输出到偏振旋转计算电路186。偏振旋转计算电路186将偏振旋转矩阵183 (R(η))与从另一端子输入的偏振态T(η_1)相乘并输出Τ(η)(=R(η)T(η-1))作为偏振预编码信号184。
[0119]同时，T(η)在一个符号延迟电路187被延迟一个符号并且作为一个符号之前的T(n-Ι)反馈回偏振旋转计算电路186。因此，输出信号Τ(η)得到了以连续累计方式应用偏振旋转矩阵R(n)的信号。下面的方程式提供偏振旋转矩阵从时间O到时间η的累计结果。
[0120]T(n) =R(n)R(n-1)R(n-2)R(n-3)...R(I)T(O)
[0121]应当注意，由于接收侧执行差分检测，初始状态T(O)并不特别重要。
[0122]图13B是从差分偏振预编码电路181输出并且因此从差分偏振多级光学发送器180输出的偏振多级信号的信号星座。通常，信号点的数量根据输入的偏振多级信号182增加并且被转变成复杂的信号。
[0123]应当注意，偏振旋转矩阵183的必要条件是R和Q相等，其中接收器的决策变量的提取操作在矩阵计算中用Q(η)表示。该条件允许取消接收侧的差分偏振检测以及发送侧的偏振预编码。因此，如图13C所示，可以获得与图13Α相同的信号星座。
[0124]通过参考图14，将描述偏振差分提取电路190，当被安装在数字相干差分偏振多级光学接收器150的多符号偏振估计电路152的输入阶段处时，其是优选的。
[0125]偏振差分提取电路190被输入有来自频率和相位估计电路131-1和131_2的偏振预编码信号191 (Τ(η))。偏振预编码信号191在偏振差分提取电路190中被分成两路，一路作为偏振旋转检测电路193的y信号。另一路被输入到参考偏振估计电路192。参考偏振估计电路192对偏振预编码信号191进行平均来降低噪声并且将其输出为在时间n-Ι处的估计信号Tr (n-Ι)。估计信号Tr (n-Ι)被输入作为偏振旋转检测电路193的χ信号。
[0126]偏振旋转检测电路193被输入有两个偏振向量X和y并且计算沿着大圆圈从X移动到I的偏振态的改变，并且产生旋转转换矩阵y/x作为输出信号。这里，由于发送侧的偏振预编码电路181的操作，存在y = T(n) =R(η)T(η-1)的关系。因此，偏振旋转检测电路193的输出信号将是R (η)。
[0127]向量变换电路195以一个接一个的方式输出对应于输入偏振旋转变换R(η)的偏振态向量r。如果向量变换电路195的旋转操作被预先定义为位于发送侧的旋转矩阵变换电路185的逆变换，则输出偏振多级信号196等于输入到发送侧的差分偏振预编码电路181的原始S (η)。结果是，在差分偏振多级信号中，可以在不引起信号点改变或者分布失真的情况下发送几乎任何偏振态。
[0128]需要指出，作为对于差分偏振多级调制信号所需要的条件，如图13Α所示，必须避开作为旋转矩阵的参考的点(1，0，0)的相反侧的点(_1，0，0)的附近。这是由于从(1，0，0)到(-1，0，0)的旋转矩阵未定义。这里，偏振多级信号196被输入到图7所示的多符号偏振估计电路152。
[0129]结论
[0130]最后，将描述上述数字相干差分偏振多级光学接收装置150以及差分偏振多级光学发送器180的处理功能的特征。需要注意，如上所述，数字相干差分偏振多级光学接收装置150 (图7)并不必须需要差分偏振多级光学发送器180 (图11)的存在。
[0131]当接收的符号被表示为R，并且用作改变参考的多个先前符号串被表示为A和B时，数字相干差分偏振多级光学接收装置150通过利用在符号A和B之前先前接收的多个偏振多级符号的偏振态、决策变量的先前值、以及决策结果，来产生多个估计符号Al到AN以及BI到ΒΝ，用于估计符号A和B的状态，将估计符号Al到AN以及符号A进行平均以计算参考符号Ar和Br，并使用这些来代替符号A和B从而计算对应于所接收的符号R的偏振态变化的决策变量。这允许数字相干差分偏振多级光学接收装置150降低了决策变量中的噪声。
[0132]因此，数字相干差分偏振多级光学接收装置150通过对分别产生的估计符号Al到AN以及BI到BN进行平均，降低了在差分多级偏振调制信号的解调过程期间用作偏振态变化的参考的参考符号Al和AN中包括的噪声。因此，降低了噪声对决策变量的影响，这允许更高的灵敏度。
[0133]这里，可以通过连续地组合进一步先前接收的偏振多级符号的多个偏振态、决策变量的先前值、以及决策结果，来产生估计符号Al到AN以及BI到ΒΝ，从而各个估计符号具有相互独立的噪声，从而该取平均允许噪声的降低。
[0134]此外，当从符号A和B以及多个估计符号Al到AN以及BI到BN产生参考符号Ar和Br时，数字相干差分偏振多级光学接收装置150计算加权平均，从而能够实现噪声的进一步降低。
[0135]在用于进行平均的多个参考符号中，从进一步先前接收的信息中估计的那些参考符号逐渐地失去其与真正的参考符号的相关性，因此，可以通过应用加权加法使得较新参考符号具有较大权重，来进一步改进SN比。在这种情况下，如果使用被配置为通过最小均方误差来使输出误差最小化的自适应均衡滤波器来判定权重，则可以自动地最大化SN。
[0136]此外，数字相干差分偏振多级光学接收装置150在用于计算加权平均的权重产生中采用自适应均衡滤波器，从而自动确定最大化SN比的最优权重。
[0137]此外，数字相干差分偏振多级光学接收装置150执行编码，使得决策变量空间等同于(equalized to)邦加球表面上的位置，并且决策变量空间中的信号星座等于发送侧的原始偏振多级信号的信号点位置，从而必须考虑差分编码的影响，并且接收侧的决策空间中的决策操作完全等同于典型邦加球上的偏振多级信号的多级决策，从而较容易地实现决策电路。
[0138]此外，由于决策变量空间中信号点的数量总是等于原始多级信号的信号星座或者信号点数量，如果布置原始信号点以便获得最佳灵敏度，则能够总是获得最佳决策结果。
[0139]此外，这样的差分偏振调制与具有相同信号星座的典型多级偏振调制相比，具有对抗作为光纤非线性效应的相互偏振调制效应的较强实力。由于即使产生相互偏振调制，参考符号和接收符号两者遭受相同的偏振旋转，从而基于两者之间差异的决策变量不太可能改变。
[0140]另一方面，差分偏振多级光学发送器180具有安装在其中的被配置为执行编码的差分偏振预编码电路181，从而利用决策变量形成的决策空间等同于邦加球表面上的位置，并且决策变量空间内的信号星座等于发送侧的原始偏振多级信号的信号星座。在此的差分偏振预编码电路181具有被配置为将用于传输的符号的偏振态看做邦加球上的偏振旋转变换R以执行连续累计相加的电路。应当注意，由差分光学偏振多级接收器提取的决策变量具有等于旋转变换Q的量，并且通过旋转变换Q的逆变换给出偏振旋转变换R。
[0141]对于这样的编码，特别地，假设差分偏振编码电路被提供作为偏振旋转变换R以及作为用于连续累计相加的电路，并且差分光学偏振多级接收器的决策变量提取操作等同于从旋转变换Q到R的逆变换，发送侧的差分编码R抵消了接收侧的差分偏振接收器中的差分操作Q，从而多级信号点的位置改变可以被抑制，这允许容易并有效地实施本发明。
[0142]此外，差分偏振调制信号的幅度和相位或者复数域可以被多级调制或者差分多级调制。在这种情况下，它们的结合使用允许增加的信息传输量，从而与上述实施例相比，可以实现具有进一步更大的容量和更高效率以及对抗非线性的更高实力的传输系统。特别地，与差分多级调制的结合使用允许抑制相互相位调制和相互偏振调制，从而可以获得具有对抗非线性的尤其更高实力的传输系统。
[0143]其它实施例
[0144]应当注意，本发明并不限于上述实施例并且因此包括各种变型。例如，为了更好地描述本发明，已详细描述了上述实施例，并且因此，其并不必须受限于包括上述所有部件的实施例。此外，可以将一个实施例的部件替换为另一实施例的部件，并且还可以将一个实施例的部件增加到另一实施例的部件中。此外，对于每个实施例中的部分部件，可以增加其它部件、删除或替换。
[0145]此外，对于上述相应部件、功能、处理单元、处理模块等，其部分或全部可以被实现为集成电路或其它硬件。此外，上述相应部件、功能等可以由被配置为解释并执行实现相应功能的程序的处理器来实施。即，其可以被实施为软件。实现每个功能的信息(例如程序，表格，文件等)可以被存储在存储器和/或硬盘、诸如SSD (固态驱动器)之类的存储设备、以及例如IC卡、SD卡、DVD等的存储介质中。
[0146]此外，控制线路和信息线路指示了描述所必须的那些线路，因此并不表示产品所必须的所有控制线路和信息线路。在实际中可以认为几乎所有的部件都相互连接。
【权利要求】
1.一种光学偏振多级信号接收装置，包括偏振多级接收器，所述偏振多级接收器被配置为从光学传输路径被输入有其中在每个固定符号时间内切换了多个偏振态的偏振多级信号光，并且被配置为计算与每个符号时间内的接收的偏振态变化对应的决策变量，以解码传输信息， 其中，当R是所接收的符号并且A是用作针对变化的参考的至少一个先前符号时，所述偏振多级接收器通过利用在所述符号A之前先前接收的至少一个偏振多级符号的偏振态、决策变量的先前值、以及决策结果，来产生用于估计所述符号A的状态的至少一个估计符号Al到AN，并且对所述估计符号Al到AN以及所述符号A取平均，以计算参考符号Ar，并且使用所计算的参考符号Ar来代替所述符号A来计算与所接收的符号R的偏振态的变化对应的决策变量。
2.根据权利要求1所述的光学偏振多级信号接收装置，其中，当从所述符号A以及至少一个估计符号Al到AN来产生所述参考符号Ar时，所述偏振多级接收器执行加权平均。
3.根据权利要求2所述的光学偏振多级信号接收装置，其中，使用适应性均衡滤波器来执行所述加权。
4.根据权利要求1所述的光学偏振多级信号接收装置，其中，所述偏振多级信号光的幅度和相位或者复数域已被多级调制。
5.根据权利要求1所述的光学偏振多级信号接收装置，其中，所述偏振多级信号光的幅度和相位或者复数域已被差分多级调制。
6.根据权利要求1所述的光学偏振多级信号接收装置，其中，当将发送侧的用于传输的符号的偏振态视为邦加球上的旋转变换R并且执行连续累计相加来产生所述偏振多级信号光时，所述偏振多级接收器提取旋转变换Q作为所述决策变量，所述旋转变换Q的量等于所述旋转变换R。
7.一种光学偏振多级信号发送装置，包括被配置为对偏振多级信号进行编码的差分偏振预编码电路，在所述偏振多级信号中，在每个恒定符号时间内切换了多个偏振态，其中，所述差分偏振预编码电路执行编码，使得决策变量空间等同于邦加球表面上的位置，并且决策变量空间内的信号星座等于所述偏振多级信号的信号点位置，所述决策变量空间形成有与在接收侧计算的在每个符号时间内的所接收的偏振态的变化对应的决策变量，用于对与所述偏振多级信号对应的光学信号进行解码。
8.根据权利要求7所述的光学偏振多级信号发送装置，其中，所述差分偏振预编码电路是被配置为将用于传输的符号的偏振态视为邦加球上的旋转变换R以执行连续累计相加的电路。
9.根据权利要求7所述的光学偏振多级信号发送装置，其中，所述偏振多级信号的幅度和相位或者复数域已被多级调制。
10.根据权利要求7所述的光学偏振多级信号发送装置，其中，所述偏振多级信号的幅度和相位或者复数域已被差分多级调制。
11.一种光学偏振多级信号传输装置，包括: 光学偏振多级信号发送装置，其被配置为向传输路径发送偏振多级信号光，在所述偏振多级信号光中，在每个固定符号时间内切换了多个偏振态；以及 光学偏振多级信号接收装置，其具有偏振多级接收器，所述偏振多级接收器被配置为从光学传输路径被输入所述偏振多级信号光，并被配置为计算与在每个符号时间内的所接收的偏振态的变化对应的决策变量，以解码传输信息，其中，当R是所接收的符号并且A是用作针对变化的参考的至少一个先前符号时，所述偏振多级接收器通过利用在所述符号A之前先前接收的至少一个偏振多级符号的偏振态、决策变量的先前值、以及决策结果，来产生用于估计所述符号A的状态的至少一个估计符号Al到AN，并且对所述估计符号Al到AN以及所述符号A取平均，以计算参考符号Ar，并且使用所计算的参考符号Ar代替所述符号A来计算对应于所接收的`符号R的偏振态变化的决策变量。
【文档编号】H04B10/532GK103532628SQ201310336412
【公开日】2014年1月22日 申请日期:2013年7月3日 优先权日:2012年7月3日
【发明者】菊池信彦 申请人:株式会社日立制作所