接收器电路及相关方法【专利摘要】一种接收器电路，例如低中频接收器，包含两个混频路径。该两个混频路径分别以两个混频增益按比例调整该输入信号、分别以两个混频相位偏移来偏移该输入信号的相位，以提供两个混频信号。该两个混频增益及该两个混频相位偏移被设置为在该两个混频信号的振幅之间产生一振幅调整，以及在该两个混频信号的相位之间产生一90度的相位差和一相位调整。随着振幅调整及/或相位调整恰当地调整至该接收器电路的带通响应相关的非零值时，可实现并最佳化镜像抑制。接收器电路相关方法也一并提出。本发明可有效降低硬件复杂度、电流损耗、功率消耗及设计面积等。【专利说明】接收器电路及相关方法【【
技术领域：
】】[0001]本发明关于一种接收器电路及相关方法，且特别关于一种混频处理的接收器电路及相关方法。【【
背景技术：
】】[0002]有线及无线网络，例如移动通信网络、局域网、定位系统(positionsystem)、广播系统、传感器网络等等，已经成为现代日常生活的基本要素。在网络中，当发射器需要发送数字信息给接收器时，发射器编码数字信息至数字基带(digitalbase-band,BB)信号、转换该数字基带信号至模拟基带信号、通过混合该模拟基带信号与发射器产生的本地振荡信号调制(升频Up-convert))该模拟基带信号至射频信号、以及放大该射频信号，如此一来通过网络媒介(例如，无线网络的空气)可传输射频信号。当接收器接收射频信号时，会放大所接收到的射频信号、通过混合该射频信号与接收器产生的本地振荡信号解调(降频(down-convert))该射频信号至解调后的信号，如此一来从该解调后的信号可恢复(retrieve)该数字信息。[0003]对于信号接收，有多种接收器架构。举例来说，外差架构(heterodynearchitecture)的接收器降频射频频带至位于基带及射频频带之间的中频频带。另一方面，直接变频(direct-conversion)(或零中频(zero_IF))架构的接收器直接降频射频频带至基带。相较于直接变频架构，外差架构显示了一些优势，并提供了一种用于信号接收的引人注目的解决方案。另外，外差架构的接收器可采用低中频机制，其中中频频带的下界(lowerbound)被设置为接近零频率(直流电DC)，这样的设置证明有益于信号接收性能及电路实现等ο[0004]虽然外差架构是有益的，但是也在降频期间引进了镜像问题(imageissue)，其中镜像频带中的波动(噪声、干扰及/或无用信号(unwantedsignal))被转换为包含期望信号(desiredsignal)的中频频带。镜像频带从零频率周围的中频频带镜像反射(mirror),也就是说，镜像频带和中频频带位于围绕零频率的对称位置。为了降低镜像问题的影响，需要镜像抑制(imagerejection)。【【
发明内容】】[0005]有鉴于此，有必要提供一种接收器电路及其相关方法以解决上述问题。[0006]本发明的一实施例提供一种接收器电路，该接收器电路包含两个混频路径，接收一输入信号(例如，接收到的射频信号)，用于转换该输入信号的频带，分别以两个混频增益按比例调整该输入信号、分别以两个混频相位偏移来偏移该输入信号的相位、并相应地提供两个混频信号作为响应。该两个混频增益及该两个混频相位偏移被设置为在该两个混频信号的振幅之间产生一振幅调整，以及在该两个混频信号的相位之间产生一正交相位(90度)的相位差和一相位调整，该振幅调整及/或该相位调整的至少之一被设置为非零。[0007]本发明的另一实施例提供一种包含混频区块、滤波器的接收器电路。混频区块接收输入信号，用于转换输入信号的频带，分别以两个混频增益按比例调整该输入信号、分别以两个混频相位偏移来偏移该输入信号的相位、并相应地提供两个混频信号作为响应。滤波器耦接于该混频区块，用于分别为两个频带(例如，镜像频带和信号频带)提供两个滤波器增益及两个滤波器相位偏移；其中该两个混频增益及该两个混频相位偏移是依据该两个滤波器增益及该两个滤波器相位偏移来被决定。[0008]对上述接收器电路的改进在于:该接收器电路还包含调整模块，其被设置为设定该两个混频增益及该两个混频相位偏移，以便该两个感应增益之间的比率被设置为该两个滤波器增益之间的比率的倒数，以及该两个感应相位偏移之间的差异被设置为与该两个滤波器相位偏移之间的差异成180度反相。[0009]本发明的又一实施例提供一种包含混频区块、滤波器及调整模块的接收器电路。混频区块被设置为转换输入信号的频带，分别以两个混频增益按比例调整该输入信号、分别以两个混频相位偏移来偏移该输入信号的相位，以便伴随该输入信号的波动依据该混频增益及该混频相位偏移被转换以在镜像频带形成镜像波动以及在信号频带形成一带内波动。滤波器耦接于该混频区块，用于分别为该信号频带及该镜像频带提供两个滤波器增益及两个滤波器相位偏移，并相应地分别提供滤波后镜像波动及滤波后带内波动以响应该镜像波动及该带内波动。调整模块用于设置该两个混频增益及该两个混频相位偏移，以抑制该滤波后带内波动及该滤波后镜像波动的结合。[0010]本发明的又一实施例提供一种应用于接收器电路的方法。该接收器电路包含两个混频路径，该两个混频路径被设置为转换输入信号的频带，以两个混频增益按比例调整输入信号、以两个混频相位偏移来偏移该输入信号的相位、并相应地提供两个混频信号作为响应。该接收器电路被设置为提供输出信号以响应该两个混频信号。该方法包含:接收测试信号作为该输入信号；`调整失配设置，该失配设置控制该两个混频信号振幅之间的振幅差及该两个混频信号相位之间的相位差，当调整该失配设置时，观察该输出信号的振幅。以及存储最小化该输出信号振幅的最佳失配设置。[0011]上述接收器电路及其相关方法可`有效降低设计面积等。【【专利附图】【附图说明】】[0012]图1为依据本发明实施例的接收器电路的示意图。[0013]图2为依据本发明实施例的失配与镜像抑制之间关系的示意图。[0014]图3为依据本发明实施例的应用于图1中接收器电路的方法流程图。【【具体实施方式】】[0015]请参考图1，其为依据本发明一实施例的接收器电路10的示意图。举例来说，接收器电路10可以是采用低中频(1w-1F)接收机制的无线射频接收器。接收器10包含放大器12(例如低噪声放大器(low-noiseamplifier,LNA))、混频区块14、调整模块30、滤波器16以及ADC18。接收器电路10接收到的信号XrfO被输入至放大器12并被放大至节点n0的信号Xrf。混频区块14包含两个混频路径20a和20b;相应地，滤波器16，例如复数(complex)带通滤波器,具有两个输入端32a和32b,以及两个输出端34a和34b。混频路径20a耦接于节点n0和输入端32a之间，且混频路径20b耦接于节点n0和输入端32b之间。ADC18耦接于输出端34a。[0016]在混频区块14中，混频路径20a被设置为转换信号Xrf的频带，以增益Gxl(混频增益)按比例调整(scale)信号Xrf、以相位偏移Pxl(混频相位偏移)偏移信号Xrf的相位、并相应地提供信号Xifl作为混频信号(mixingsignal)。举例来说,混频路径20a可包含混频器22a,用以混频信号Xrf与等于A*cos(w_L0*t+P)(或被A*cos(w_L0*t+P)控制)的振荡信号，其中量A为振幅、量P为相位、函数cos(.)为余弦函数、变量t代表时间、以及频率w_L0由本地振荡器24(例如,锁相环(phaselockloop,PLL)(未图示)的压控振荡器(voltagecontrolledoscillator,VCO))振荡产生。类似地,混频路径20b被设置为转换信号Xrf的频带，以增益Gx2按比例调整信号Xrf、以相位偏移Px2偏移信号Xrf的相位、并作为回应形成信号Xif2作为另一个混频信号。由于混频路径20a等同地混频信号Xrf与振荡信号A*cos(w_L0*t+P)，混频路径20b刻意地调整为由混频器22b混频该信号与另一振荡信号A*(1+r)*cos(w_L0*t+P+90+dP)或A*(1+r)*sin(w_L0*t+P+dP)，其中函数sin(.)为正弦函数。也就是说，两个混频路径20a和20b的两个相位偏移Pxl和Px2连同两个增益Gxl和Gx2，被刻意地设置为在信号Xifl和Xif2的相位之间引起相位差(90+dP)，在信号Xifl和Xif2的振幅之间引起振幅差r*A。由于相位差(90+dP)中的90度为正交相位差，因此附加的相位差dP可被认为是用以调整1-Q分支相位失配的相位调整(phaseadjustment),类似地，振幅差r*A为用于1-Q分支振幅失配的振幅调整(amplitudeadjustment)。[0017]为了实现本发明的镜像抑制，相位调整dP及/或振幅调整A*r会刻意地设置为非零值，因此两个路径20a和20b可被认为是一对失配的I路径和Q路径，具有现在已经设计好目标的失配。调整模块30被设置为通过设定两个混频路径20a和20b的增益(Gxl，Gx2)和相位偏移(PxI，Px2)来控制失配。[0018]通过两个混频路径20a和20b的频带转换，信号Xrf被转换(例如降频)至信号Xifl和Xif2。信号Xifl和Xif2可被认为分别是复数混频信号的实部和虚部，由于信号Xifl和Xif2通过输入端32a和32b被输入至滤波器16(例如，具有两个输入端及两个输出端的复数带通滤波器)，该复数混频信号由滤波器16处理。作为回应，滤波器16通过输出端34a和34b输出两个信号Xfl和Xf2，作为两个滤波后信号。尽管信号Xfl和Xf2可被认为是复数滤波后信号的实部和虚部，但是只选择信号Xfl和Xf2其中之一被转换为数字域以用于信息恢复(informationretrieve),另一个没有被选择的可被忽略。由于接下来会进行进一步的讨论，混频区块14和滤波器16的协同合作会抑制信号Xfl和Xf2中的镜像问题，因此信号接收可直接从滤波器16转到数字域，而不是通过RC移相器结合信号Xfl和Xf2来在数字域之前消除镜像，或通过两个ADC转换信号Xfl和Xf2来在数字域中抵制镜像。在图1的范例中，选择信号Xfl通过单一ADC18被转换为数字输出信号Xdig。[0019]为了说明本发明的镜像抑制，考虑在射频镜像频带接收到的波动40(噪声、干扰及/或无用信号)，该射频镜像频带与频率《_11)附近的射频信号频带相反，如图1的频谱所示，其中该射频信号频带被分配给运载期望信息的信号。由于伴随信号Xrfo(或Xrf)的波动40被混频区块14降频，该混频区块14在两个混频路径20a和20b的增益和相位偏移之间具有刻意的失衡(intentionalimbalance),在射频镜像频带的波动40促成在镜像频带Bffi的波动42i(镜像波动)和在信号频带BWs的波动42s(带内波动)，其中镜像频带BWi和信号频带BWs以频率分隔(frequencyseparation)wif位于零频率附近的对称位置。通过两个混频路径20a和20b之间的刻意失配，混频区块14能够分别为镜像频带BWi和信号频带BWs等同地提供两个增益Bi和Bs(作为感应增益(inducedgain))以及两个相位偏移Pi和Ps(作为感应相位偏移)。相应地，波动40被转换为镜像频带BWi，由增益Bi按比例调整、由相位偏移Pi偏移，因此形成波动42i(作为镜像波动)。类似地，波动40被转换为信号频带BWs，由增益Bs按比例调整、由相位偏移Ps偏移，因此形成波动42s(作为带内波动)。[0020]对于信号滤波，该滤波器被设置为分别为两个频带(例如，镜像频带和信号频带(即包含期望信号的中频带))提供两个滤波器增益及两个滤波器相位偏移。与两个滤波器增益及两个滤波器相位偏移相联合，相位调整和两个混频信号振幅之间的比率可依据两个滤波器相位偏移之间的差异及两个滤波器增益之间的比率来被决定。具体来说，与两个混频路径20a和20b协同合作，滤波器16被设置为在频域中实现非对称(零频率附近)响应。因此，滤波器16的响应，由图1中的振幅响应36和相位响应38表示，能提供两个增益Gi和Gs(作为滤波器增益)和两个相位偏移Ti和Ts(作为滤波器相位偏移)，分别用于镜像频带Bffi和信号频带BWs。相应地，波动42i由增益Gi按比例调整且由相位偏移Ti偏移，以形成波动44i作为滤波后的镜像波动，波动42s由增益Gs按比例调整且由相位偏移Ts偏移，以形成波动44s作为滤波后的带内波动。也就是说，通过混频区块14和滤波器16的合作，波动40经过总增益Bi*Gi和总相位偏移(Pi+Ti)以形成波动44i，经过总增益Bs*Gs和总相位偏移(Ps+Ts)以形成波动44s。增益Bi*Gi等于Bs*Gs，且相位偏移(Pi+Ti)和(Ps+Ts)成180度反相，波动44s和44i彼此消除，因此实现了镜像抑制。通过调整增益(Gxl，Gx2)和相位偏移(Pxl，Px2)，调整模块30可控制振幅(A，A*(1+r))和相位(P，(P+90+dP))以操纵增益B1、Bs和相位偏移P1、Ps，如此一来比率Bs/Bi可由此被调整至比率Gf=Gi/Gs以让Bi*Gi=Bs*Gs，且相位差(P1-Ps)可被设置为以180度相异于相位差Pf=(Ti_Ts)，以使(Pi+Ti)-(Ps+Ts)|=180。[0021]接着图1的实施例，请参看图2，其说明两个混频路径20a和20b的失配(例如，振幅(A，A*(l+r))和相位(P，P+90+dP)如何相关于频带BWi和BWs的增益(Gi，Gs)和相位偏移(Pi，Ps),以及镜像抑制如何由混频区块14和滤波器16协同合作来实现。不失一般性，两个混频路径20a和20b的信号混频效果可由方程(eql.1)中的复数信号X_L0(t)表示，其中j为-1的平方根，且混频路径20a和20b分别促成信号X_L0(t)的实部和虚部。由方程(eql.2)至(eql.5)的推导和(eq2)和(eq3)所示，可知两个混频路径20a和20b之间的振幅调整r和相位调整dP控制提供给频带BWi和BWs的增益(Bi，Bs)和相位偏移(Pi，Ps),因此也控制两个频带BWi和BWs之间的增益比G_QM=Bs/Bi和相位差P_QM=(Ps-Pi)，其中增益比G_QM和相位差P_QM分别代表附加增益和附加相位偏移，相较于波动42i，该附加增益和附加相位偏移由波动42s(图1)经历。另一方面，通过滤波器16的频率响应，相较于波动42s，波动42i经历了分别由比率Gf=Gi/Gs和相位差Pf=(T1-Ts)表示的附加增益和附加相位偏移。由于混频区块14和滤波器16的协同合作，滤波后波动44i和44s可接着由V_image*Gf*cos(wif*t+Pf)和V_image*G_QM*cos(wif*t+P_QM)分别来表不，如方程(eq4)所示，其中因子V_image为波动40的幅值。由于Gf=G_QM及|Pf_P_QM|=180或对应的Bi*Gi=Bs*Gs及I(Pi+Ti)-(Ps+Ts)I=180，所以波动44i和44s彼此消除以抑制由镜像导致的总波动XJM(t)，如方程(eq4)所示。[0022]也就是说，镜像抑制可依据滤波器16的频率响应(例如增益(Gs，Gi))和相位偏移(Ts，Ti)，通过设置混频区块14的增益(Gxl，Gx2)和相位偏移(Pxl，Px2)来实现，如此一来，增益(Bs，Bi)之间的比率Bs/Bi可为增益(Gs，Gi)之间的比率Gs/Gi的倒数，以使Bs*Gs=Bi*Gi，且两个偏移(Ps，Pi)之间的差异(Ps-Pi)被设置为以180度与两个偏移(Ts，Ti)之间的差异(Ts-Ti)成反相以使I(Ps-Ts)-(P1-Ti)|=180。[0023]有多种实施例可被单独或组合起来采用，以提供增益(Gxl，Gx2)和相位偏移(Pxl,Px2)用于实现两个混频路径20a和20b(图1)的振幅(A，A*(l+r))和相位(P，P+90+dP)。举例来说，振荡器24可被设置为产生两个在相同频率w_L0但是在以90+dP度不同相位上振荡的振荡信号。在一实施例中，两个振荡信号可被分别按比例调整以实现振幅差r*A，并被送至混频器22a和22b以与信号Xrf混频。在一实施例中，可分别按比例调整信号Xrf以实现两个混频路径20a和20b的振幅差r*A，接着与两个振幅相同相位不同的振荡信号混频。在一实施例中，信号Xrf可与两个相位不同但振幅相同的振荡信号混频以形成两个混频信号，且该两个混频信号被混频器22a和22b分别按比例调整以实现振幅差r*A的作用。[0024]请参考图3，其为应用于本发明接收器电路10(图1)的流程100的示意图。举例来说，流程100可为采用的测试/校准程序来寻找最佳化镜像抑制效果的最佳失配设置(例如，包含增益差r和相位差dP)，因此所找到的最佳失配设置可在接收器电路10的正常接收操作期间被采用。流程100的主要步骤如下所述。[0025]步骤102:设置接收器电路10为测试做好准备。[0026]步骤104:使用接收器电路10来接收测试信号作为信号XrfO。测试信号可为正弦测试音，其在射频镜像频带的一个频率振荡以仿真镜像波动，例如图1中的波动40。测试信号可由外部测试仪(测试设备或信号发生器)或集成于接收器电路10的内部信号发射器电路(未图示)产生。[0027]步骤106:调整失配设置至不同的值，以测试混频区块14的不同的失配设置，并观察信号Xdig相应的合成振幅(resultantamplitude)(例如，峰-峰振幅)。[0028]步骤108:在步骤106期间测试的各种失配设置之中，寻找最小化信号Xdig振幅的失配设置以作为最佳失配设置。因为测试信号仿真镜像抑制，导致最小的合成ADC输出信号Xdig的失配设置抑制镜像最多，所以成为最大化镜像抑制效果的最佳失配设置。不同失配设置的合成信号Xdig可被输出至外部测试仪作比较，或合成信号Xdig可由内部控制器(例如，数字基带处理器)比较。[0029]步骤110:记录最佳失配设置。在一实施例中，调整模块30可包含逻辑区块50和存储器52，因此存储器52可被用来储存最佳失配设置。当接收器电路10在流程100结束后执行其正常信号接收功能时，逻辑区块50可接着从存储器52中提取最佳失配设置，如此一来，调整模块30可相应地控制两个混频路径20a和20b与滤波器16的频率响应协同合作以用于镜像抑制。存储器52可为一次性可编程非易失性存储器(one-timeprogrammablenon-volatilememory),例如嵌入式保险丝(embeddedfuse);或者存储器52可为可复写非易失性存储器(re-writablenon-volatilememory),如同电可擦除PROM(可编程只读存储器)。逻辑区块50的功能可由硬件、固件及软件单独实现或组合实现。举例来说，逻辑区块50的功能可通过内部控制器执行相应的固件/软件来被执行。逻辑区块50也可为独立的(stand-alone)电路。[0030]根据最佳失配设置，调整模块30可恰当地设置增益(Gxl，Gx2)和相位偏移(Pxl，Px2),以便抑制滤波后带内波动44s和滤波后镜像波动44i(图1)的结合(例如，总和)以用于镜像抑制。[0031]有多种可选择的方式来实现步骤106和108。举例来说，多种不同的增益设置(每一增益设置包含增益(Gxl，Gx2))可首先与保持固定的相位设置(包含给定的相位偏移(Pxl,Ρχ2?进行测试，以寻找初始最佳增益设置；接着多种不同的相位设置可与被保持的初始最佳增益设置进行测试，以寻找初始最佳相位设置；以及不同的增益设置与被保持的初始最佳相位设置进行测试，以寻找第二最佳增益设置，因此第二最佳增益设置和初始最佳相位设置被记录作为最佳失配设置。也就是说，当固定相位设置时改变增益设置并且当固定增益设置时改变相位设置，可被顺序交替一次或多次以寻找最佳失配设置。在另一设计变化中，N个不同的增益设置Gx[l]至Gx[N]中的每一增益设置Gx[n]可与一相位设置Px[m]配对，以形成N*M个失配设置之一,该相位设置Px[m]从M个不同的相位设置Px[I]至Px[M]中任意地选择，因此，可通过比较信号Xdig的合成振幅来从这N*M个失配设置中选择出最佳失配设置。[0032]接收器电路10可被设计为处理不同的接收情境，每一情境与其自身的振荡频率w_L0及/或中频设置(例如，图1所示的频率分隔wif的数量及/或滤波器16的频率响应)有关。也就是说，不同的情境可对应于不同的振荡频率w_L0及/或中频设置。由于不同的振荡频率《_11)及/或中频设置会需要不同的最佳失配设置以最大化镜像抑制的效果，不同的情境可被编目录成数个组；相同组的情境可具有相近/类似的振荡频率w_L0及/或中频设置，所以它们可共享相同的最佳失配设置。相应地，对于每一组的代表性振荡频率w_L0和代表性中频设置可重复流程100，以便为每一组找到最佳失配设置；存储器52会为所有组记录最佳失配设置。当接收器电路10被应用于给定接收情境时，逻辑区块50检查给定情境属于哪一组，接着提取该组的失配设置以用于镜像抑制。[0033]通常，1-Q分支的接收器具有同相路径(I路径)及正交相位路径(Q路径)。具有匹配的1-Q分支，接收到的输入信号分别通过I路径及Q路径同样地按比例降频O度及90度相位偏移以形成两个混频信号。在一种镜像抑制中，匹配的1-Q分支的两个混频信号被RC-CR电路形成的RC移相器(R为电阻，C为电容)结合成一个信号。然而，RC移相器增加了功率消耗和输出噪声，也占据了大量的设计面积。在另一种镜像抑制中，匹配的1-Q分支的两个混频信号被两个模数转换器(ADC)分别转换为两个数字信号，所以通过数字处理该两个数字信号，在数字域中实现镜像抑制。但是，两个ADC消耗了额外的功率及设计面积。在另一种与匹配的1-Q分支协同合作的镜像抑制中，利用了复杂的带通滤波器来保持信号频带及抑制镜像频带，因此两个混频信号中的每一个混频信号的镜像波动被滤波。然而，这种镜像抑制需要在阻带和通带之间具有急剧转变(sharptransition)的高度选择性滤波器(highlyselectivefilter)，因此需要由高阶滤波器来实现，滤波器的阶数必须大于7。高阶滤波器需要高功率及大量设计面积。[0034]另一方面，通过非零振幅调整及/或相位调整，本发明接收器电路中的两个路径被刻意地设置为失配。由`于非零振幅调整及/或相位调整，依据两个混频增益和两个混频相位偏移，两个混频路径可分别为两个频带提供两个感应增益及两个感应相位偏移。也就是说，两个感应增益及两个感应相位偏移的值依赖于两个混频增益和两个混频相位偏移。通过恰当地设置两个混频增益和两个混频相位偏移，两个感应增益之间的比率可被设置为两个滤波器增益之间的比率的倒数，以及两个感应相位偏移之间的差异可被设置为与该两个滤波器相位偏移之间的差异成180度反相。因此通过两个失配的混频路径和滤波器的协同合作可实现镜像抑制。[0035]在两个失配混频路径的降频期间，伴随输入信号的波动被转换，以两个感应增益按比例调整、以两个感应相位偏移来偏移，以在镜像频带形成镜像波动以及在信号频带形成带内波动。由于滤波器操作在镜像波动及带内波动上，镜像波动及带内波动更以两个滤波器增益来按比例调整以及以两个滤波器相位偏移来偏移，以形成滤波后镜像波动及滤波后带内波动。因为两个感应增益之间的比率被设置为两个滤波器增益之间的比率的倒数，以及两个感应相位偏移之间的差异被设置为与两个滤波器相位偏移之间的差异成180度反相，滤波后镜像波动和滤波后带内波动彼此消除以用于镜像抑制。相应地，本发明的滤波器可以是低阶滤波器，滤波器的阶数不需要大于3。另外，本发明仅适用了一个ADC用于转换两个滤波后信号其中之一到数字域。[0036]总而言之，本发明的实施例提供通过在1-Q分支之间安排刻意的失配以与带通滤波器的频率响应协同合作，可实现镜像抑制的接收器电路。接收器电路在低阶带通滤波器之后可仅采用一个ADC，而不是两个ADC或与高阶带通滤波器相关的一个RC移相器。相应地，接收器电路的硬件复杂度、电流损耗、功率消耗及设计面积可依据本发明被有效地降低。[0037]本发明虽以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明的范围，任何本领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求所界定者为准。【权利要求】1.一接收器电路，其特征在于，该接收器电路包含:两个混频路径，接收一输入信号，用于分别以两个混频增益按比例调整该输入信号、分别以两个混频相位偏移来偏移该输入信号的相位、并相应地提供两个混频信号作为响应；其中该两个混频增益及该两个混频相位偏移被设置为在该两个混频信号的振幅之间产生一振幅调整，以及在该两个混频信号的相位之间产生一90度的相位差和一相位调整，该振幅调整及该相位调整的至少之一被设置为非零。2.如权利要求1所述的接收器电路，其特征在于，该接收器电路更包含:滤波器，耦接于该两个混频路径，并被设置为分别为两个频带提供两个滤波器增益及两个滤波器相位偏移；其中该两个混频信号的该相位调整和该两个混频信号振幅之间的一比率是依据该两个滤波器相位偏移之间的一差异和该两个滤波器增益之间的一比率来被决定。3.如权利要求2所述的接收器电路，其特征在于，该两个混频路径更被设置为依据该两个混频增益及该两个混频相位偏移，分别为该两个频带提供两个感应增益及两个感应相位偏移；该两个感应增益间的一比率被设置为该两个滤波器增益之间的该比率的倒数，以及该两个感应相位偏移之间的一差异被设置为与该两个滤波器相位偏移之间的该差异成180度反相。4.如权利要求2所述的接收器电路，其特征在于，该两个频带对称位于零频率附近。5.如权利要求2所述的接收器电路，其特征在于，该滤波器为复数带通滤波器。6.如权利要求2所述的接收器电路，其特征在于，该滤波器的阶数不大于3。7.如权利要求1所述的接收器电路，其特征在于，该接收器电路被设置为采用低中频接收机制。8.一种接收器电路，其特征在于，该接收器电路包含:一混频区块，接收一输入信号，用于分别以两个混频增益按比例调整该输入信号、分别以两个混频相位偏移来偏移该输入信号的相位、并相应地提供两个混频信号作为响应；以及一滤波器，耦接于该混频区块，用于分别为两个频带提供两个滤波器增益及两个滤波器相位偏移；其中该两个混频增益及该两个混频相位偏移是依据该两个滤波器增益及该两个滤波器相位偏移来被决定。9.如权利要求8所述的接收器电路，其特征在于，该两个频带对称位于零频率附近。10.如权利要求8所述的接收器电路，其特征在于，该混频区块更被设置为依据该混频增益及该混频相位偏移，分别为该两个频带提供两个感应增益及两个感应相位偏移，以及该接收器电路更包含:一调整模块，用于设置该两个混频增益及该两个混频相位偏移，以便该两个感应增益之间的一比率被设置为该两个滤波器增益之间的一比率的倒数，以及该两个感应相位偏移之间的一差异被设置为与该两个滤波器相位偏移之间的一差异成180度反相。11.如权利要求8所述的接收器电路，其特征在于，该滤波器为复数带通滤波器。12.如权利要求8所述的接收器电路，其特征在于，该滤波器的阶数不大于3。13.如权利要求8所述的接收器电路，其特征在于，该接收器电路被设置为采用低中频接收机制。14.一种接收器电路，其特征在于，该接收器电路包含:一混频区块，接收一输入信号，用于分别以两个混频增益按比例调整该输入信号、以及分别以两个混频相位偏移来偏移该输入信号的相位，以使伴随该输入信号的一波动依据该混频增益及该混频相位偏移被转换以在镜像频带形成一镜像波动以及在信号频带形成一带内波动；一滤波器，耦接于该混频区块，用于分别为该信号频带及该镜像频带提供两个滤波器增益及两个滤波器相位偏移，并相应地分别提供一滤波后镜像波动及一滤波后带内波动以响应该镜像波动及该带内波动；以及一调整模块，用于设置该两个混频增益及该两个混频相位偏移，以抑制该滤波后带内波动及该滤波后镜像波动的一结合。15.如权利要求14所述的接收器电路，其特征在于，该镜像频带及该信号频带对称位于零频率附近。16.如权利要求14所述的接收器电路，其特征在于，该滤波器的阶数不大于3。17.如权利要求14所述的接收器电路，其特征在于，该接收器电路被设置为采用低中频接收机制。18.一种应用于接收器电路的方法，该接收器电路包含两个混频路径，该两个混频路径被设置为分别以两个混频增益按比例调整一输入信号以及以两个混频相位偏移来偏移该输入信号的相位，并相应地提供两个混频信号作为响应；该接收器电路被设置为提供一输出信号以响应该两个混频信号，且该方法包含:接收一测试信号作为该输入信号；调整一失配设置，该失配设置控制该两个混频信号振幅之间的一振幅差及该两个混频信号相位之间的一相位差。19.如权利要求18所述的方法，更包含:当调整该失配设置时，观察该输出信号的振幅。20.如权利要求19所述的方法，更包含:存储最小化该输出信号振幅的一最佳失配设置。【文档编号】H04B1/10GK103684494SQ201310366020【公开日】2014年3月26日申请日期:2013年8月21日优先权日:2012年9月18日【发明者】林昂生,邱威豪申请人:联发科技股份有限公司