用于宽带RF接收器的实时I/Q不平衡校正的装置和方法与流程

用于宽带RF接收器的实时I/Q不平衡校正的装置和方法交叉引用本申请要求递交于2012年3月16日的美国临时申请序号61/612,093的优先权，该申请的全部内容通过引用合并于此。

背景技术：
在基于IQ的信号处理中，基带信号z(t)表示为复数z(t)＝zI(t)+jzQ(t)，其中实部zI(t)称为同相(I)信号，虚部zQ(t)称为正交相位(Q)信号。各种无线通信协议取决于基于IQ的信号处理，其中基带信号z(t)由载波频率进行调制且通过无线方式进行传输。在直接下变频接收器或低中频(低IF)接收器中，系统缺陷不利地影响在模拟域中恢复的I信号和Q信号的精度，这些信号需要在数字域中利用先进的信号处理算法来估计和补偿。一些系统缺陷是由于I通道和Q通道中的分量之间的不平衡引起的。例如，下变频器的本地振荡器(LO)产生频率无关的失配，而沿着I/Q模拟通道的放大器和模数转换器(ADC)产生频率相关的失配。已经有估计和补偿由于LO引起的频率无关的失配的算法。然而，现有的用于频率相关失配的算法不能实现实际应用所需的令人满意的性能。而且，实际上，由于温度和其他环境因素的变化，I/O失配不是恒定的，且因此应通过补偿算法来跟踪。由于以下原因，失配难以估计和补偿：1.由于LO引起的频率无关的相位失配必须与由于模拟基带信道引起的频率相关的相位失配分开处理，因为它们必须进行不同的补偿。2.由于存在频率相关的失配，用于估计频率无关的失配的常规方法可能产生无效的结果。不在估计期间联合地考虑两种类型，难以独立地估计两种类型的失配。3.不平衡会由于诸如温度的环境因素的变化而变化。4.估计必须利用接收器中的运行时信号来进行，用于实时跟踪，并且必须快速地收敛到有效的解，以用于跟踪目的。因此，对于联合地且高效地计算频率相关的和频率无关的I/Q失配存在需求，并且对于高性能地且实时地补偿和校正失配存在需求。附图说明图1示出了根据本发明的实施方案的接收器装置的简化框图。图2示出了根据本发明的实施方案的正交误差校正(QEC)电路。图3示出了根据本发明的实施方案的加窗电路。图4A示出了根据本发明的实施方案的统计生成电路。图4B示出了根据本发明的实施方案的另一统计生成电路。图5示出了根据本发明的实施方案的误差校正框。图6示出了根据本发明的实施方案的另一误差校正框。图7示出了根据本发明的实施方案用于模拟的在用于以-22.5MHz为中心的5MHz基带的期望信号的方案中的频率布置。图8示出了根据本发明的实施方案用于模拟的在用于以+22.5MHz为中心的20MHz基带的期望信号的方案中的频率布置。图9-10示出了根据本发明的实施方案的图7所示的方案的模拟结果。图11-12示出了根据本发明的实施方案的图8所示的方案的模拟结果。发明详述图1是根据本发明的实施方案的接收器装置100的简化框图。接收器装置100可以包括天线102、放大器104、下变频器106、多个放大器110.1和110.2、多个模数转换器(ADC)112.1和112.2以及数字框(例如，信号处理器)114。天线102可以接收射频(RF)信号，在将RF信号发送到下变频器106之前可通过放大器104放大。下变频器106可以生成基带I和Q信号，其可统称为I/Q信号。I信号可通过放大器110.1放大，然后通过ADC112.1数字化。放大器110.1和ADC112.1可以形成I信号通道(I通道)。Q信号可以通过放大器110.2放大，然后通过ADC112.2数字化。放大器110.2和ADC112.2可以形成Q信号通道(Q通道)。数字化的I/Q信号可以发送到数字框114，数字框114可以包括正交误差校正(QEC)框116，其可以执行正交误差估计和校正(QEC操作或处理)。在实施方案中，下变频器106可以包括本地振荡器(LO)108，其产生两个正弦波(九十度不同步)，例如，余弦波和正弦波。这两个正弦波可在相应的乘法器118.1和118.2处与放大后的RF信号混合以产生基带I信号和Q信号。在实施方案中，放大器110.1和110.2可以是低通滤波器，诸如跨导放大器(TIA)，并且放大器104可以是低噪声放大器(LNA)。在一个实施方案中，下变频器106可以是直接下变频器，并且由直接下变频器产生的I/Q信号可以是基带I/Q信号。在另一实施方案中，下变频器106可以是低IF下变频器，并且由低IF下变频器产生的I/Q信号可以是低IFI/Q信号。在下面的说明中，基带信号作为实施例用于根据一个实施方案的QEC处理。应当指出，在另一实施方案中，QEC处理可应用于至低IFI/Q信号。在下变频之前放大的RF信号可以为其中z(t)＝zI(t)+jzQ(t)可以是基带信号，是载波频率。在下变频之后且被I/Q不平衡污染的时域信号可建模为其中，表示卷积，并且hI(t)和hQ(t)分别是I通道和Q通道的信道。φ是LO生成的正弦之间的频率无关的相位失配。在下变频之后I通道和Q通道之间的失配会引起频率相关的不平衡，其可以表示为hI(t)和hQ(t)。在实施方案中，由于LO引起的频率无关的增益不平衡可视为信道hQ(t)的部分。然而，频率无关的相位失配可以不合并到hQ(t)中。因此，通过考虑到φ，hI(t)和hQ(t)，能够联合地分析频率无关的失配和频率相关的失配。上述等式可以进一步表示为其中，并且因此，时域信号y(t)可视为由于频率相关失配而畸变的原基带信号z(t)。畸变信号可视为通过信道g1(t)修正、然后通过干涉的原信号z(t)。在频域中，经I/Q不平衡污染的信号可以表示为Y(f)＝ZI(f)HI(f)+j(cos(φ)ZQ(f)-sin(φ)ZI(f))HQ(f)＝Z(f)G1(f)+z*(-f)G2(f)其中并且为了试图抵消I通道和Q通道之间的相对畸变，在本发明的实施方案中，分别以值一(I)将hI(t)和HI(f)标准化且相应地对hQ(t)和HQ(f)定标是有利的。因此，假设I通道是标定通道(例如，畸变因子为1)，由于Q通道与I通道的任何信道差异引起的频率相关失配可表示为hD(t)(即，hD(t)＝在实施方案中，由于LO引起的频率无关的增益失配可以包含在hD(t)中。然后，时域信号可以表示为其中并且频域模型可以表示为Y(f)＝ZI(f)+j(cos(φ)ZQ(f)-sin(φ)ZI(f))HD(f)＝Z(f)G1(f)+Z*(-f)G2(f)其中并且因此，在频率f下，信号Y(f)＝Z(f)G1(f)+Z*(-f)G2(f)可以表示由于频域I/Q不平衡污染的信号，由此信噪比(SNR)可以表示为其中σ2(f)为Z(f)的方差频率f处的信号可以产生频率-f处的图像。由频率f处的期望信号所产生的接收信号的分量的公式可以表示为z(f)G1(f)，而由频率-f处的信号所产生的图像可以表示为z*(f)G2(-f)。因此，图像载波抑制比(IRR)可以表示为，在一个实施方案中，QEC116可以基于离散时间信号模型来实现。实时模型可以变换成如下面示出的离散时间模型。假设hI(n)和hQ(n)的信道脉冲响应的最大长度为N，其还确定了g1(n)和g2(n)的最大长度。然后，离散时间信号模型可表示为其中Z(n)＝[z(n)z(n-1)...z(n-N+1)]Z*(n)＝[z*(n)z*(n-1)...z*(n-N+1)]G1＝[g1(0)g1(1)...g1(N-1)]TG2＝[g2(0)g2(1)...g2(N-1)]T在一个或多个实施方案中，QEC操作可有赖于在频域中进行的计算。图2在下面示出了根据本发明实施方案的执行误差校正的示例性的QEC电路200的各部件。QEC电路200可以包括I/Q不平衡估计框212和校正框210。I/Q不平衡估计框212可以包括任选的加窗电路框202、快速傅里叶变换(FFT)框204、统计生成器206、多项式估计框208。如图2所示，前QEC数字信号(例如，来自图1的ADC112.1和112.2的I/Q信号，其可在QEC之前经过数字框114中的其它数字处理)可以并行地输入到加窗电路框202和校正电路210。前QEC数字信号可以是M位的I信号和Q信号(M是由数字框中的ADC和其它处理的精度确定的)。例如，M可以是12、18等。加窗电路框202可以将加窗函数应用于前QECI/Q信号。加窗电路框202的输出可以与FFT框204耦合以生成频域信号。统计生成器206可以利用频域信号生成统计。所生成的统计可由多项式估计框208使用来计算失配且生成校正参数。QEC可以通过校正框210处的有限脉冲响应(FIR)滤波器(例如，Q因子FIR或Q-FIR)和相位补偿(例如，sin(φ)和cos(φ))应用于前QEC数字信号。在一个实施方案中，前QEC数字信号可以是离散时域I/Q信号。在一个或多个实施方案中，前QEC和后QEC数字信号可以处于高频，诸如100MHz。然而，校正框210可以更低的频率来更新校正参数，诸如10Hz。因此，在一个实施方案中，统计生成器206可以在比前QEC数字信号的数据率低得多的频率下工作，并且多项式估计框208可以在比统计生成器206更低的频率下工作。这样，统计生成器206和多项式估计框208可以是耗费较低能量且占用较小面积的低频部件。在一个实施方案中，QEC电路200的各部件可以集成到共同的芯片(例如，半导体管芯)中。例如，多项式估计框208可以是与QEC电路200的其它部件位于同一芯片上的ARM核。此外，QEC电路200可以与图1中的其它框集成到共同的芯片中。在另一实施方案中，QEC电路200的一个或多个部件可以不定位其余部件的芯片中。例如，多项式估计框208可以是不定位在QEC电路200的其它部件的芯片上的CPU。下面，图3示出了根据本发明的一个实施方案的加窗电路框202的细节。如图3所示，加窗函数可以由N点FFT的加窗系数w(0)至w(N-1)来表示。也即，对于每个采样时间段，可以对I/Q信号采样N次。这些加窗系数可通过乘法器302和304单独地应用于I信号和Q信号。乘法器302和304可以扫过加窗系数w(0)至w(N-1)，并且结果可保存作为X(0)、X(1)至X(N-1)。对于第k个采样时间段Xk(n)，加窗函数输出可以表示为Xk(n)＝I(Nk+n)w(n)+jQ(Nk÷n)w(n)forn＝0，...，N-1每个X(n)，n＝0，1，...N-1，可以是复数，I信号作为实部，Q信号作为虚部。时域信号X(n)，n＝0，1，...N-1，可以发送到FFT框(例如，FFT204)以生成频域信号Y(n)，n＝0，1，...，N-1。每个Y(n)，n＝0，1，...，N-1也可以是复数。在一个实施例中，I/Q信号可以是48点离散时域信号，其中N＝48。在一个实施方案中，应用加窗函数(除了方形窗外，例如，Hamming窗或Kaiser窗)可以增加每个窄带信号的主瓣宽度，使得这些信号能够覆盖更多的频率点并且因此对多项式拟合添加更大的积极的贡献。加窗函数可以在FFT之前应用于N样本数据的每段。因为信号可以承载于频率段上，从信号承载频率点到不具有信号的频率点的能量泄漏可通过加窗函数来减少。在一个实施方案中，非信号承载频率点会将较小的干扰引入多项式拟合，以进行最小二乘误差分析。图4A示出了根据本发明的实施方案的统计生成电路。图4B示出了根据本发明的实施方案的另一统计生成电路。根据一个实施方案，如图4A和图4B所示的统计生成电路400A和400B可以基于频域信号Y(n)来生成统计值，其中n＝0，1，...N-1。待生成的统计值可通过下面的等式来确定。假设z(f)跨频率不相关。基于z(f)的各种统计可以计算如下：E[Z(f)Z(-f)]＝0E[Z(f)Z*(-f)]＝0E[Z*(f)Z(-f)]＝0E[Z*(f)Z*(-f)]＝0E[Z(f)Z*(f)]＝σ2(f)E[Z(-f)Z*(-f)]＝σ3(-f)由于信道失配脉冲向应hD(t)是实值，所以其频率响应HD(f)＝A(f)ejθ(f)可具有以下属性：HD(f)＝HD-(-f)或者A(-f)＝A(f)θ(-f)＝-θ(f)可以基于RYY(f)，RYY(-f)和RYY-(f)来计算A(f)和θ(f)，其中为方便起见，f可以表示正频率。在一个实施方案中，FFT点的第n个点(或第n个频率点)的频率可以表示为fn，并且RYY(fn)或者简写的RYY(n)可以基于频域信号Y(n)来计算，其中n＝0，1，...N-1。索引为n＝1且n＝N/2(N为FFT的大小)的FFT槽可视为特殊的。这些槽中的每一个在FFT点上不具有其配对频率。因此，它们的统计可特殊处理。对于槽n＝0(f0)，统计可计算如下：对于RYY(N/2)，其统计可计算如下：在槽N/2处所得到的值可视为在频率f-N/2和fN/2处的实际信号值的平均值。也即，基于采样理论，Y(N/2)＝(Y(f-N/2)+Y(fN/2))/2。因此，可以基于Y(N/2)来估计RYY(N/2)，RYY(-N/2)和RYY-(N/2)。下面的计算可以基于上面的估计：＝(σ2(f)+σ2(-f))|H2(f)|2＝(σ2(f)+σ2(-f))A2(f)根据上述等式，可以用E[|Y(f)+Y-(-f)|2]除E[|Y(f)-Y-(-f)|2]且应用平方根来直接估计基带量值失配A(f)。但是，这样计算出的A(f)会受到统计随机性的严重影响。在一个实施方案中，基带量值失配A(f)可以建模为诸如多项式的频谱的函数，并且计算出的统计可用于估计诸如多项式系数等函数参数。函数模型可以是更加鲁棒的且不受统计的随机性影响。在一个实施方案中，对于每个FFT信号点Y(n)(n＝0，1，...，N/2，N为FFT尺寸且为偶数)，可以通过统计生成器206来生成三个统计值RYY(n)、RYY(-n)和RYY-(n)。图4A示出了生成RYY(0)，RYY-(0)，RYY(N/2)，和RYY-(N/2)的示例性的统计生成器中的示例性的统计生成电路400A。统计生成电路400A可以包括多个统计值生成器410.1-410.4，其分别生成RYY(0)，RYY-(0)，RYY(N/2)，和RYY-(N/2)。每个统计值生成器410可以包括乘法单元402、累加器404和历史因子406。为简单起见，仅示出了累加器404.1和历史因子406.1的细节。在一个实施方案中，所有的累加器404可以相同，并且所有的历史因子框406可以相同。也即，累加器404.2-404.7可以与累加器404.1相同。历史因子406.2-406.7可以与历史因子406.1相同。每个乘法单元402可以包括乘法器408。乘法器408可以具有两个输入。对于乘法器408.1，输入可以是Y(0)，并且其共轭为Y*(0)，而共轭对具有彼此相同的实部，但是具有符号彼此相反且大小相等的虚部，例如2+3i和2-3i，可彼此成共轭。也即，乘法器408.1可以将Y(0)与其共轭Y*(0)相乘。这可以基于RYY(fQ)＝E[|Y(fQ)|2]的公式。累加器404.1可以包括加法器410以及累加电路框412。累加电路框412可以包括多路复用器和寄存器。乘法器408.1的输出可以与加法器410和多路复用器的第一输入耦合。在加法器410处，乘法器408.1的相乘结果可以与运行累加相加。加法器410的输出可以与多路复用器的第二输入耦合。计数器(未显示)可以生成控制信号以选择是将来自加法器410的相加结果还是将来自乘法器408.1的相乘结果存储在寄存器中。在一个实施方案中，计数器可以生成控制信号以选择来自加法器410的相加结果，只要计数器的计数尚未达到预定数Tmax即可。一旦计数器的计数达到预定值Tmax，则计数器可以生成另一控制信号以通过选择来自乘法器408.1的输出从多路复用器输出且存储在寄存器中而使运行累加复位。这样，累加器410可以将来自乘法器408.1的相乘结果的总数Tmax累加。预定数Tmax可以是预先编程的值(例如，10,000)，其可以根据针对不同工作环境的模拟来确定和配置。在一个实施方案中，来自乘法器408.1的相乘结果的Tmax可以除以数Tmax以生成平均值RYY(0)。在另一实施方案中，通过在历史因子框406.1中调节遗忘因子α，能够获得相似的效果。历史因子框406.1可以将遗忘因子α应用于之前计算的平均值RYY(0)。历史因子框406.1可以包括加法器414、两个乘法器和寄存器416。当前计算出的平均值RYY(0)可以乘以因子(1-α)，并且之前计算的平均值RYY(0)可以通过遗忘因子α来乘。两个相乘结果可以在加法器414处相加在一起。加法器414的输出可以存储在寄存器416处。寄存器41可以输出该值作为RYY(0)的当前统计值。因为RYY-(fQ)＝E[Y(fQ)Y(fQ)]，对于统计值RYY-(0)，乘法器408.2可以将Y(0)与其本身相乘。相乘结果随后可以通过累加器404.1累加，并且遗忘因子α可以应用于历史因子406.2。在一个或多个实施方案中，统计值RYY-(0)可以是复数。此外，基于公式Y(N/2)＝(Y(f-N/2)+Y(fN/2))/2，并且对于RYY-(N/2)的统计值，乘法器408.3可以将Y(N/2)与其共轭Y*(N/2)相乘。相乘结果随后可以通过累加器404.3累加，并且遗忘因子α可以应用于历史因子406.3。而且，基于Y(N/2)＝(Y(f-N/2)+Y(fN/2))/2，以及对于乘法器408.4，输入可以是Y(N/2)及其本身。也即，乘法器408.4可以将Y(N/2)与其本身相乘。然后，可以通过累加器404.4来累加相乘结果，并且可以将遗忘因子α可以应用于历史因子406.4。在一个或多个实施方案中，RYY-(N/2)的统计值可以是复数。在一个实施方案中，对于FFT的尺寸N，每个采样点Y(n)(n＝1，...，N/2-1)可以与对应的Y(N-n)配对以计算统计值RYY(n)，RYY(-n)和RYY-(n)。也即，基于采样理论和FFT，Y(N-n)可以在计算中用作Y(-n)，其中n＝1，...，N/2-1。因此，如图4B所示，在示例性的统计生成器申的示例性的统计生成电路400B可以包括分别基于配对Y(1)和Y(N-1)至Y(L)和Y(N/2+1)的用于统计计算的多个计算单元420.1-420.L(L为N/2-1)。每个计算单元420可以包括分别用于统计值RYY(n)，RYY(-n)，和RYY-(n)(n＝1，...，L)的三个统计值生成器410。根据RYY(1)＝E[|Y(1)|2]＝E[Y(1)Y*(1)]，对于RYY-(1)的统计值，乘法器408.5可以将Y(1)与其共轭Y*(1)相乘。然后，相乘结果可以通过累加器404.5累加，并且遗忘因子α可以应用于历史因子406.5。而且，根据RYY(-1)＝E[|Y(-1)|2]＝E[Y(N-1)Y*(N-1)]，对于RYY(-1)的统计值，乘法器408.6可以将Y(N-1)与其共轭Y*(N-1)相乘。然后，相乘结果可以通过累加器404.6累加，并且遗忘因子α可以应用于历史因子406.6。此外，根据RYY-(1)＝E[Y(1)Y(-1)]，对于RYY-(1)的统计值，乘法器408.7可以将Y(1)与Y(N-1)相乘。然后，相乘结果可以通过累加器404.7累加，并且遗忘因子α可以应用于历史因子406.7。在一个或多个实施...