控制组合波形的方法、设备和系统、组合多个信号的设备与流程

本发明涉及射频信号的无线通信领域。更特别地，本发明涉及控制组合信号例如以降低其峰值平均功率比或者接收机处的推断误差。

背景技术：

用于移动无线通信的常用信号格式是正交频域复用(orthogonal frequency domain multiplexing，OFDM)(参见例如en.wikipedia.org/Orthogonal_frequency-division_multiplexing)，并且紧密相关的格式是诸如正交频域多址接入(OFDMA)。对于在OFDM信道上传送的信号来说，在频域中其特征在于窄相邻子信道束，并且在时域中其特征在于相对慢的一系列OFDM符号，每个OFDM符号都具有时间T，每个OFDM符号分离保护间隔ΔT(参见图1A、图1B)。在保护间隔内在每个符号之前是循环前缀(CP)，其由符号周期内的在时间上循环移位的相同信号构成。该CP被设计成降低在存在多路径时接收到的信号对精确时间同步的灵敏度，即，从诸如高楼、小山等地形中的大型物体反射的射频信号等。如果给定符号以微小时间延迟(小于ΔT)被接收，则该给定符号仍将没有误差地被接收。除了与OFDM“有效载荷”相关的数据符号以外，还典型地存在建立定时和其它标准的“前导”信号。前导可以具有其自己的CP，图1A和图1B中未示出。

除了前导以外，一组导频符号(也称为训练符号)还在有效载荷中的数据符号之间典型地被交织(在时间和频率上)。这些导频符号与前导一起使用，以用于进一步精化接收机处的定时、信道估计和信号均衡。导频符号在有效载荷内在时间和频率上的特定布置可以在多种OFDM标准协议之间不同。导频符号在时频资源网格中的布置的典型示例在图2中示出，以用于被已知为“长期演进”(LTE)的协议。(对于进一步信息，参见例如www.mathworks.com/help/lte/ug/channel-estimation.html)。这里，导频符号位于四个不同频率处，具有每八个符号周期重复的图案。这使得接收机能够使用多种导频符号的内插获得关于跨整个资源网格的时变信道估计的信息。

在OFDM中，子载波频率被选择为使子载波相互正交，这意味着子信道之间的串扰被消除并且不要求子载波间保护带。这大大简化了发射机和接收机二者的设计；不像传统FDM那样，不要求针对每个子信道的单独滤波器。正交性要求子载波间隔是Δf＝k/(TU)赫兹，其中，TU秒是有用符号持续时间(接收机侧窗口尺寸)，并且k是正整数，典型地等于1。因此，对于N个子载波，总通带带宽将是B≈N·Δf(Hz)。正交性还允许高频谱效率，总符号率接近奈奎斯特率。可以利用几乎整个可用频带。OFDM通常具有接近“白色”频谱，给予其关于其它同信道用户的电磁干扰特性。

当两个OFDM信号被组合时，结果一般是非正交信号。尽管被限制到单个OFDM信号的频带的接收机一般不受信道外信号影响，然而当这样的信号通过常用功率放大器时，由于模拟系统组件的固有非线性导致存在相互作用。

OFDM要求在接收机和发射机之间的非常准确频率同步，由于频率偏差，子载波将不再正交，导致载波间干扰(ICI)，即，子载波之间的串扰。频率偏移典型地由失配的发射机和接收机振荡器导致、或者由因移动引起的多普勒频移导致。尽管多普勒频移单独可以由接收机补偿，然而当与多路径组合时状况恶化，因为在多种频率偏移处将出现反射，这非常难以校正。

正交性允许在接收机侧使用快速傅立叶变换(FFT)算法并且在发射机机侧使用逆FFT(IFFT)进行有效调制器和解调器实现。尽管FFT算法相对有效，然而它具有适度计算复杂性，这可能是限制因素。

OFDM的一个关键原理是，由于低符号率调制方案(即，符号与信道时间特性相比相对较长)较少受到由多路径传播导致的符号间干扰，并行发送许多低速率流而不是单个高速率流是有利的。由于每个符号的持续时间长，在OFDM符号之间插入保护间隔是可行的，从而消除符号间干扰。保护间隔还消除对脉冲整形滤波器的需要，并且保护间隔降低对时间同步问题的灵敏度。

在保护间隔内被发送的循环前缀由复制到保护间隔中的OFDM符号的末端构成，并且保护间隔被发送，之后是OFDM符号。保护间隔由OFDM符号的末端的副本构成的原因是使得接收机在利用FFT执行OFDM解调时，针对每个多路径跨整数个正弦循环积分。

如果子信道是充分窄带的，即，如果子信道的数目充分大，则频率选择性信道条件的效应(例如，由多路径传播导致的衰落)可以被视为跨OFDM子信道是恒定的(平坦的)。这使得在接收机处OFDM的均衡远比传统单载波调制更简单。均衡器仅必须使每个检测到的子载波(每个傅立叶系数)乘以恒定复数或者很少改变的值。因此，接收机一般忍受这样的信号修改，而不要求发送显式信息。

OFDM总是结合信道编码(前向纠错)使用，并且几乎总是使用频率和/或时间交织。频率(子载波)交织增加对频率选择性信道条件(诸如，衰落)的抵抗力。例如，当信道带宽的一部分衰落时，频率交织确保将从带宽的衰落部分中的那些子载波产生的位误差扩散在位流中而不是被集中。类似地，时间交织确保在位流中原本紧密在一起的位在时间上间隔很远地被发送，从而减轻当以高速行进时将发生的严重衰落。因此，与均衡本身类似，接收机典型地能够忍受这种类型的某种程度的修改，而不增加所产生的误差率。

OFDM信号通过(快速)傅立叶逆变换(IFFT)从数字基带数据被生成，(快速)傅立叶逆变换(IFFT)在计算上复杂，并且如将如下论述，生成针对包括全符号范围的一组具有相对高峰值平均功率比(PAPR)的所得到的信号。该高PAPR通常依次导致针对功率放大器(PA)的增加的捕获成本和操作成本、以及典型地与针对具有较低PAPR的信号设计的系统相比具有较大非线性失真。另外，该非线性导致限幅失真和互调制(IM)失真，这具有以下效果：使功率耗散，导致频带外干扰，以及可能导致频带内干扰，接收机处的位误差率(BER)相应增加。

在传统类型OFDM发射机中，信号发生器对输入信息位序列执行纠错编码、交织和符号映射，以产生发送符号。发送符号在串并(S/P)转换器处经受串并转换并且被转换成多个并行信号序列。S/P转换后的信号在IFFT单元处经受快速傅立叶逆变换。该信号在并串(P/S)转换器处进一步经受并串转换并且被转换成信号序列。然后，保护间隔由保护间隔(GI)添加单元添加。然后，格式化信号被上变频到射频，在功率放大器处被放大，并且最后作为OFDM信号由无线电天线被发送。

另一方面，在传统类型OFDM接收机中，射频信号被下变频到基带或中频，并且在保护间隔去除单元处从所接收的信号中去除保护间隔。然后，所接收的信号在S/P转换器处经受串并转换，在快速傅立叶变换(FFT)单元处经受快速傅立叶变换，并且在P/S转换器处经受并串转换。然后，输出解码后的位序列。

每个OFDM信道通常具有其自己的发送链，在功率放大器(PA)和天线元件中结束。然而，在一些情况下，可能希望使用相同PA和天线发送两个或多个单独OFDM信道，如图3所示。这有时被称为“载波聚合”。这可以允许系统在有限数量的基站塔上具有附加通信带宽。给出针对附加用户和附加数据速率的驱动，这是非常期望的。两个信道可以使用图3所示的两阶段上变频处理在中频处被组合。尽管实际基带信号的放大在图3中被示出，但是一般具有经过同相和正交上变频(未示出)的复合二相信号。图3也未示出数字信号和模拟信号之间的边界。基带信号通常是数字的，而RF发送信号通常是模拟的，在这些阶段之间的某处进行数模转换。

考虑两个类似信道，每个信道具有平均功率P0和最大瞬时功率P1。这对应于峰值平均功率比PAPR＝P1/P0，通常以dB表示为PAPR[dB]＝10log(P1/P0)。对于组合信号来说，平均功率是2P0(增加3dB)，而最大瞬时功率可以高达4P0，增加6dB。从而，针对组合信号的PAPR可以增加多达3dB。如果来自两个信道的信号碰巧具有同相峰值，则该最大功率发生。这可能是罕见的短暂发生，但是一般所有发送组件的线性动态范围必须被设计用于该可能性。非线性将产生互调制产物，这将使信号退化并且使其扩散到不期望频谱区域中。这依次可以要求滤波，并且在任何情况下将有可能降低系统的功率效率。

要求增加线性动态范围来处理该较高PAPR的组件包括例如数模转换器，其必须具有较大数量的有效位以处理较大动态范围。但是更重要的是功率放大器(PA)，因为PA一般是发射机中的最大和最集约化组件。尽管有时能够保持具有仅一小部分时间被使用的额外动态范围的组件，然而这是浪费的和效率低的，并且尽可能被避免。具有较大动态范围的放大器的成本典型地比具有较低动态范围的放大器更高，并且通常针对可比较输入和输出具有更高静态电流损耗和较低效率。

峰值平均值功率比(PAPR)的该问题是在OFDM和相关波形中的公知一般问题，因为它们由多个紧密间隔的子信道构成。存在许多传统策略来降低PAPR，这些策略在这样的评论文章中被解决，该文章题为“Directions and Recent Advances in PAPR Reduction Methods”，Hanna Bogucka，2006IEEE信号处理和信息技术国际研讨会记录汇编，第821-827页，其通过引用结合在此。这些PAPR降低策略包括限幅和滤波、编码、子载波预留、子载波注入、有源星座扩展、以及多信号表示技术，诸如部分发送序列(PTS)、选择性映射(SLM)和交织。这些技术可以实现显著PAPR降低，但是以发送信号功率增加、位误差率(BER)增加、数据速率损失、计算复杂性增加等为代价。而且，许多这些技术要求将附加辅助信息(关于信号变换)与该信号本身一起发送，以使接收到的信号被适当地解码。这样的辅助信息降低技术的通用性，特别是针对想要简单移动接收机接收来自多种基站发射机的信号的技术。在可兼容方面，在Bogucka中公开的技术以及本领域中已知的其它技术可以与下面论述的技术结合使用。

解决OFDM发送方案中的PAPR(峰值平均功率比)问题的多种努力包括：频域交织方法、限幅滤波方法。(参见，例如，X.Li和LJ Cimini，“Effects of Clipping and Filtering on the Performance of OFDM”，IEEE通信快报，第2卷，第5号，第131-133页，1998年5月)，部分发送序列(PTS)方法(参见，例如，L.J Cimini和N.R Sollenberger，“Peak-to-Average Power Ratio Reduction of an OFDM Signal Using Partial Transmit Sequences”，IEEE通信快报，第4卷，第3号，第86-88页，2000年3月)和循环移位序列(CSS)方法(参见，例如，G.Hill和M.Faulkner，“Cyclic Shifting and Time Inversion of Partial Transmit Sequences to Reduce the Peak-to-Average Ratio in OFDM”，PIMRC 2000，第2卷，第1256-1259页，2000年9月)。另外，为了改进当使用非线性发送放大器时OFDM发送时的接收特性，提出一种使用最小限幅功率损失方案(MCPLS)的PTS方法，以最小化由发送放大器限幅的功率损失(参见，例如，Xia Lei，Youxi Tang，Shaoqian Li，“A Minimum Clipping Power Loss Scheme for Mitigating the Clipping Noise in OFDM”，GLOBECOM 2003，IEEE，第1卷，第6-9页，2003年12月)。MCPLS也可应用至循环移位序列(CSS)方法。

在部分发送序列(PTS)方案中，从多个组选择预先针对各子子载波确定的适当一组相位旋转值，并且所选择的一组相位旋转被用于在信号调制之前使每个子载波的相位旋转，以便降低峰值平均功率比(参见，例如，S.H.Muller和J.B.Huber，“A Novel Peak Power Reduction Scheme for OFDM”，PIMRC'97记录汇编，第1090-1094页，1997年；以及G.R.Hill、Faulkner和J.Singh的“Deducing the Peak-to-Average Power Ratio in OFDM by Cyclically Shifting Partial Transmit Sequences”，电子快报，第36卷，第6号，2000年3月16日)。

当具有不同载波频率的多个无线电信号被组合用于发送时，由于峰值的同相组合的可能性，该组合信号典型地具有增加的PAPR，要求以低平均效率操作的较大功率放大器(PA)。如通过引用完全明确地结合在此的US 8582687(J.D.Terry)所教导的那样，用于OFDM信道的数字组合的PAPR可以通过移位加算法(SAA)来降低：在给定符号周期内将时域OFDM信号存储在存储器缓冲器中，执行循环时移以变换至少一个OFDM信号，以及将多个OFDM信号相加以获得至少两个另选组合。以此方式，可以选择与组合多信道信号的降低PAPR对应的时移。这可以应用到在基带处的信号或者上变频后的信号。可以获得PAPR的数分贝降低，而不降低系统性能。无需将辅助信息发送到接收机，只要移位信号可以由接收机无误差地解调即可。这在图4中示意性地示出。

一些OFDM协议可能每一个符号周期都要求导频符号，其中，导频符号可以在接收机处被跟踪以恢复相位信息(参见图5)。如果根据这样的协议在特定符号周期内对给定OFDM载波执行时移，则导频符号将经受相同时移，使得接收机将从一个符号周期到下一个符号周期自动地跟踪这些时移。然而，如图2所示，典型的现代OFDM协议结合导频符号的稀疏分布，在接收机处进行内插以生成用于其它位置的虚拟导频符号(基准信号)。使用这样的协议，如在SAA中实现的任意时移可能不被适当地跟踪，使得在没有辅助信息的情况下，可以在接收机处生成位误差。

需要一种用于以不降低所接收的信号或者要求发送辅助信息的方式在广泛多种现代OFDM协议中降低组合OFDM信号的PAPR的实际方法和相关设备。

以下专利(每个都通过引用被明确结合于此)涉及峰值功率比考虑：

7,535,950；7,499,496；7,496,028；7,467,338；7,463,698；

7,443,904；7,376,202；7,376,074；7,349,817；7,345,990；7,342,978；7,340,006；7,321,629；

7,315,580；7,292,639；7,002,904；6,925,128；7,535,950；7,499,496；7,496,028；7,467,338；

7,443,904；7,376,074；7,349,817；7,345,990；7,342,978；7,340,006；7,339,884；7,321,629；

7,315,580；7,301,891；7,292,639；7,002,904；6,925,128；5,302,914；20100142475；20100124294；

20100002800；20090303868；20090238064；20090147870；20090135949；20090110034；

20090110033；20090097579；20090086848；20090080500；20090074093；20090067318；

20090060073；20090060070；20090052577；20090052561；20090046702；

20090034407；20090016464；20090011722；20090003308；20080310383；20080298490；

20080285673；20080285432；20080267312；20080232235；20080112496；20080049602；

20080008084；20070291860；20070223365；20070217329；20070189334；20070140367；

20070121483；20070098094；20070092017；20070089015；20070076588；20070019537；

20060268672；20060247898；20060245346；20060215732；20060126748；20060120269；

20060120268；20060115010；20060098747；20060078066；20050270968；20050265468；

20050238110；20050100108；20050089116；以及20050089109。

以下专利(每个都通过引用明确结合于此)涉及无线射频通信系统中的一个或多个主题：

8,130,867；8,111,787；

8,204,141；7,646,700；8,520,494；20110135016；20100008432；20120039252；20130156125：

20130121432；20120328045；2013028294；2012275393；20110280169；2013001474；

20120093088；2012224659；20110261676；WO2009089753；WO2013015606；20100098139；

20130114761；以及WO2010077118A2。

技术实现要素：

本发明在不同频带中的两个或多个OFDM信号的载波聚合时延伸和推广特里(Terry)的现有技术(美国US 8582687)。对于优选实施方式，考虑第一和第二OFDM信号被组合并且被发送，其中，在给定符号周期内，第一OFDM信号的候选信号变换被限制到可以在没有辅助信息的情况下由接收机解调的那些(参见图6)。例如，发射机处的数字处理器(“发送处理器”)可以使用针对第一信号先前发送的导频符号对也由接收机生成的相同虚拟导频符号(基准信号)进行内插。然后，发送处理器可以选择与接收协议兼容的至少两个版本的第一OFDM信号。这至少两个OFDM信号版本中的每个可以根据现有技术特里算法在不同频率(载波聚合)时与第二OFDM信号组合，并且可以评估针对组合信号的PAPR(或者其它品质因数)。以此方式，优化可以被限制到适当信号候选，而不浪费关于不可接受另选信号候选的计算资源。

除了OFDM以外，该方法可以被进一步推广用于基于可能标记有MSM(多子信道复用)的多子信道的任何目前或未来通信系统。典型地，这样的子信道是正交的，即，不经受跨信道的符号间干扰，但是这不是绝对要求，因为在多种情况下，这样的干扰可以被解决，并且在任何情况下，当经受显著多普勒频移时，真正正交性可能损失。另一方面，信号可以被定义为缺少严格正交性，但是例如由于多普勒频移导致被接收为正交信号。

子信道典型地是频率信道，使得子信道表示占据频率范围的信道内的一系列频率分配。然而，在一些情况下，子信道可以对应于其它分配。例如，用于在正交频分复用(OFDM)信号中生成子信道的典型方案是通过在发射机处执行快速傅立叶逆变换(IFFT)以产生正交频率子载波来调制信号，并且在接收机处执行快速傅立叶变换(FFT)以解调来自子载波的信息。典型地，跨时间和频率的子载波的稀疏选择对传输导频信号，这允许校准接收机以说明信道条件。由本技术解决的一个问题是，整个OFDM信号的时移在导频信号的时移和频率子信道布置的一些条件下导致失去适当地接收导频信号的能力，并且因此表示导频和循环移位的无效组合。因此，根据本技术的一方面，倚靠接收机的模型和/或信道条件和接收机来测试所提出的多子信道调制信号的循环移位，以确保与在符号周期内传输的导频信号的成功接收的兼容性。

该技术可以扩展到非频率子信道分配，例如，当在发射机处使用的变换是与在接收机处执行的相应小波变换不同的变换(例如，小波逆变换)时。

类似于OFDM，任何这样的系统可以采用被发送到接收机的至少一个导频信号，以校准通信信道的状态。由于信道状态将随着时间并且跨子信道改变(特别是在具有多路径和干扰的移动系统中)，导频信号可以随着时间在子信道中存在的信号数据表示之间被交织。典型地，随着时间并且跨不同频率范围的子信道的一小部分将被分配给发送导频信号。这将允许接收机跟踪不断变化的通信信道，以使所接收的数据的误差率最小化。可以提供一种自适应系统，其更改根据实际误差率和信道条件散布在数据通信中的导频信号的插入。从而，在误差率低的信道中，更少导频信号可以被传输，允许更高峰值数据速率。同样地，在不同类型的噪声条件下，被提供以解决信道条件的改变的导频信号可以倚靠纠错信号被折衷，其解决噪声条件。

而且，通信协议应当允许接收数据表示按照至少一个参数(除了幅值以外)变化，以反映不断变化的信道环境。一个关键方面是认识到，所发送的信号也可以结合该至少一个参数的可允许变化。为了准确地确定可允许变化的可接受范围，发送处理器可以仿真接收处理器针对给定信号如何利用当前和先前导频信号。如果两个或多个信号或频带被组合(载波聚合)，则与至少一个参数的该允许变化相关联的自由度可以被利用，以优化单独拟合准则或品质因数，诸如可以随着该自由度变化的峰值平均功率比(PAPR)或者位误差率(BER)。在下面描述的优选实施方式中，自由度是信号的循环移位(其将对应于物理路径长度的变化)，但是其它变换也是可以的，诸如频移(模仿多普勒频移)、相移、合成多路径(时间延迟副本)、以及与子载波的正交性的偏差。而且，优选实施方式的描述决不限制本发明的范围。为了识别适当信号变换候选，本发明的优选实施方式依赖于在现有技术中已知为“码本发送”或者“码本预加权”或者“预编码”的一组数字信号处理技术。码本发送源于密码学。码本包含用于编码和解码的查找表；每个字或短语具有取代其的一个或多个字符串。最近，术语预编码在多天线无线电通信系统中已与闭环波束形成技术相结合使用，其中，信道状态信息从接收装置被发送到发送装置，以针对信道的当前状态优化发送。例如参见有关“Precoding”的维基百科条目(en.wikipedia.org/wiki/Precoding)。这里不应理解为，用于RF载波聚合的本方法依赖于闭环或多天线系统，而是相似数学技术被应用。然而，这种相似性也能够实现有效载波聚合与多天线和闭环通信系统的直接集成。

码本技术可以生成与针对特定OFDM协议的导频符号的至少两个不同变换对应的信道响应的查找表、以及针对没有任何导频符号的资源网格中的那些位置的相应可允许信道响应。这在图7中所示的概括流程图中示出。可允许是指在图8和图9中所示的处理步骤允许在接收机处以最小或者不退化来恢复OFDM数据符号，不受由物理信道导致的效果影响，并且不要求任何附加辅助信息。

本系统和方法的优选实施方式(在图10和图11中示出)试图通过在给定符号周期内将时域OFDM信号存储在存储器缓冲器中并且执行OFDM信号中的至少一个的循环时移来控制PAPR，以选择与组合多信道信号的期望PAPR对应的时移。在大多数情况下，期望将PAPR降低到最小，但是这不是该技术的限制，并且所选择的时移可以基于其它准则。

值得注意的是，每个OFDM信号都可以根据已知方案被预处理，并且从而每个OFDM信号都可以本身已被处理以降低固有PAPR，但是优选地，信号的任何预处理与组合信号的处理协作，以实现最佳成本和益处。例如，在两个单独信号被组合，每个信号具有高PAPR的情况下，如果峰值异相相加并且从而被抵消，则可以实现具有减小的PAPR的所得到的信号。因此，修改输入OFDM信号的初始不协调努力可能具有有限益处。

还应当注意的是，本系统试图组合独立格式化的OFDM信号，这些信号通常对准到不同接收机或接收机组，并且这些组典型地相互不协调。例如，在蜂窝收发信机系统中，基站可以服务数百或数千部手机，每个手机监测单个OFDM广播信道，基站服务多个OFDM信道。特别注意的是，每一组OFDM子载波是正交的，但是单独OFDM信号和它们的子载波一般不相互正交。OFDM信号可以在相邻或移位的信道中，并且因此，OFDM信号之间的相对相位改变可能发生在单个符号周期内。因此，PAPR必须在整个符号周期内被考虑。

事实上，根据该方法的另一个实施方式，并不是信号的PAPR被分析用于优化，而是接收机处的推断误差。从而，如果组合信号的PAPR对于符号周期的仅一小部分来说高，使得PA在那时使信号失真或者限幅，但是在大多数其它时间，组合信号正好在规范内，则结果可能是可接受发送，其可能产生低误差概率。事实上，在一些情况下，误差概率可能比具有较低绝对峰值的信号低。因此，通过采用本身可以包括用于对特定接收机的特定通信信道损伤的容限、以及多普勒频移(其可以例如通过分析返回路径特性来确定)、或者在可能变化范围内作为发射机信号处理路径的一部分的接收机的模型，可以比通过简单地最小化PAPR得到更好性能。

接收机模型试图实现与通信协议以及可选地信道条件模型或者可能损伤条件模型的范围兼容的理想化接收机的关键功能。在OFDM接收机的情况下，所接收的信号被解调例如到基带，并且FFT被应用以将子带分离到频率间隔(bin)。在一些时间帧和一些子带中，根据预定协议插入导频符号而不是数据。如果少量导频信号将从OFDM信号被提取，则也可以使用戈策尔(Goertzel)算法。接收机知道这些导频信号将在哪里被发现，并且针对指示信道条件的多种失真单独分析这些导频符号。由于信道条件关于数据帧缓慢地改变，因而导频发送可能是稀疏的，并且一些数据帧可能不包括导频信号。导频信号典型地被分散到不同频率间隔，以映射跨整个信道的条件。然后，分析剩余频率间隔以提取子带数据。导频信号可以被用于校正来自信息子带的数据的解调，即，在存在多普勒频移等时校准频率间隔边界。

当OFDM信号被循环移位时，这看起来像接收机类似于时移(延迟)。因此，可以允许接收机在符号之间的时间延迟的其可允许改变范围内循环移位。因此，接收机模型将时移的先前状态保持在存储器中，其将控制时移的连续改变的可接受性。

根据该模型，如果多种导频信号被充分损坏，则不能可靠地从OFDM信号解调数据，并且请求例如分组重发。因此，在根据本技术的发射机处的接收机模型中，分析修改后的OFDM信号(例如，OFDM信号的循环移位表示)，以确保包含在OFDM符号流中的导频信号可以被适当地检测，并且因此可能由实际接收器通过实际通信信道适当地检测。

根据另一个实施方式，该模型基于先前应用的时移(循环移位)使用至少一个查找表来实现。假设接收机针对在连续符号或数据块之间的时移具有指定裕度，则查找表可以估计将相加到连续符号或从连续符号减去的延迟的容许范围，其将仍在接收机的操作范围内。根据该模型，解调本身并不被要求。查找表可以在一些情况下被预先确定，但是在其它情况下它可以是自适应的。例如，不同接收机可以不同地实现标准，并且从而针对延迟变化具有不同容限。由于接收机的识别可能不能用于发射机，可能便于使用重发请求的发生，在通信会话开始时测试容许延迟的范围，以指示能力的范围。还注意，可以针对信道条件的特定属性(诸如，相对速度(多普勒频移))来分析从接收机到发射机的分组(诸如，重发请求)。

另一种选择是以偏离标准协议的方式在所有或部分周期内修改OFDM信号，该标准协议例如是IEEE-802OFDM标准、WiFi、WiMax、DAB、DVB、非正交多址接入方案、3G、4G或5G蜂窝通信、LTE或LTE-Advanced信号等，但是其实质上不增加标准或特定接收机的预测BER(位误差率)。例如，如果PAPR在符号周期的一小部分内高，使得如果在符号周期的一部分内，一个或多个子载波被消除或修改，则PAPR将是可接受的，并且在接收器处的信号将具有将使用标准接收机解码的足够信息，而没有BER的显著增加，然后发射机可以实现这样的修改，而不需要发送识别必须用于解调的修改的辅助信息。另一种可能偏差是例如在接收机的容限内使信号频移(其适度地违反正交性准则)，以在相当于频移的多普勒频移范围内操作。

考虑如图10所示那样被组合的两个OFDM信号。为了简单起见，将信号1(S1)称为基准信号，并且将信号2(S2)称为修改信号。在每个OFDM符号周期内，针对每个信号的基带数字数据位将被存储在存储器中。假设前导已被剥离，但是循环前缀CP保留。如图10中所示，对于本发明的一个实施方式，用于基准信号S1的位被存储在先入先出(FIFO)移位寄存器(SR)中。用于修改后的信号S2的相应位被存储在循环移位寄存器(CSR)中，被配置成使得在程序控制下可以使所包含的数据旋转。用于两个信号的数据首先被上变频到中频(IF)，然后被组合(相加)，同时以增加超过数字数据速率的取样频率保持数字格式。组合IF信号然后经受PAPR测试，以确定峰值功率电平是否可接受，或者在其它实施方式中，是否满足其它准则。这可能例如对应于9dB的PAPR。如果测试通过，则用于组合OFDM符号的数据位被读出，以随后被重新组装成完整OFDM帧并且被上变频到完整RF，用于在PA中进一步放大并且发送。根据另一个实施方式，组合数据的组合OFDM表示本身是用于上变频的源。

更一般地，一旦确定实现期望准则的参数变换(相对时移)，则根据该参数或所得到的表示公式化最终信号，其可以是基带信号的数字数据位或者其转换形式；在后者情况下，该系统可以实现对数据的一系列变换，其中一些变换是冗余的或者失败的，寻求可接受变换或者最佳变换；一旦被发现，则可以不必须再次重复该一系列变换。同样地，恢复到原始数字数据并且重复所确定系列的变换的选择允许在寄存器中形成稍许不同表示，例如，被简化或预失真以允许在组合测试时考虑模拟组件性能问题的表示。

甚至更一般地，该技术假设将被组合的每个信号被提供有一个或多个可接受参数的范围，其可以递增地、在算法上、随机地或者另外地变化，并且可能组合中的至少一部分被测试和/或分析以用于一个或多个准则的兼容性，并且此后使用来自较大组可用参数的所选参数实现OFDM信号的组合。该参数变化和测试可以利用高速数字电路(诸如，超导逻辑)以串行方式执行，或者必要时使用较慢逻辑并行执行，但是在适当和/或必要时可以采用其它技术，包括但不限于光学计算机、可编程逻辑阵列、大规模并行计算机(例如，图形处理器，诸如nVidia GPU，ATI Radeon R66、R700)等。例如，在存在大量复杂计算(其有效地使用专用高速处理器)的情况下，诸如，在大量独立接收机被建模为发射机优化的一部分的情况下，使用超导数字电路可能是有利的。

在优选实施方式中，在参数范围内的任何测试状态下，如果测试未通过，则控制信号被反馈回寄存器(例如，CSR)，其使修改后的信号S2的数据位旋转。然后，移位数据如以前那样与来自S1的初始存储数据组合，并且PAPR被重新测试。这被重复，直到PAPR测试通过为止。类似步骤序列在图10中示出，其中，明确示出了剥离前导并且将其重新附加在末尾。应该注意，在一些情况下，测试可能被并行应用，并且因此不要求严格迭代测试。这依次允许使用较低速测试逻辑，尽管复杂性较高。同样地，在每个相对时移时，也可以考虑次要参数。

例如，用于最佳组合的次要考虑可以是带内(非可滤波)互调制失真。从而，在每次基本参数变化时，可以计算例如被表示为功率和/或推断的BER的预测带内互调制失真。该考虑可以例如通过在可接受PAPR范围内施加阈值或者优化简单线性组合“成本函数”与PAPR合并。

尽管在该移位加处理(SAA)中可能存在一些延迟，但是针对整个决策算法(包括所有迭代)的时间必须不超过扩展符号时间T+ΔT。我们已经描述了图4和图10中的串行决策处理。如上所述，在一些情况下，优选可以利用不同移位和多个并行PAPR测试使用多个CSR并行执行该处理的各个部分，以更快地完成该处理。这在图11中示出，图11提出了并行存储器(在此示出为RAM)，每个都具有适当时移，其中，选择最小PAPR以发送到RF子系统。电路速度和复杂性之间的最佳折衷将确定优选配置。

在一些情况下，对最佳组合信号的搜索要求大量计算资源。事实上，试探法可以用于限制搜索，同时仍实现可接受结果。在PAPR优化的情况下，通常目标是测试符号的受限低概率“最差情况”组合。如果原始数字数据可用，则可以采用查找表来测试坏组合，然后可以根据预定修改来解决这些坏组合。然而，对于复杂符号的多方式组合来说，该查找表可能是不可行的。另一方面，可以在各个OFDM波形中搜索峰值，例如高于平均6dB，并且仅分析信号的这些部分来确定是否存在与其它OFDM信号的峰值的时间对准；如果峰值在时间上不被同步，则作出不可接受峰值不产生最终组合信号的推测。该方法作出统计学上可接受的推测，也就是说，仅本身是相对峰值的OFDM波形的部分将有助于OFDM信号组合中的大峰值。该方法避免了连续参数变化的串行测试，并且更简单地避免了二进制阈值条件的最差情况叠加。

尽管这些附图集中于降低用于两个OFDM信道的组合的PAPR的情况，然而该方法不限于两个信道。三个或更多信道可以通过循环时移的类似方法被优化，之后是PAPR测试。而且，尽管循环移位被呈现为所提出方法的优选实施方式，然而这旨在表示更一般信号变换的特定示例。对相同信息进行编码并且可以由接收机在不发送附加辅助信息的情况下被解码(没有误差)的任何这样的变换将用于相同目的。这种变换的识别依赖于针对无线信号通信系统的当前和未来协议的详情。

最后，码本LUT和信号变换二者可以结合其它数字方法来改进信号保真度，诸如预失真(以补偿功率放大器非线性)和多天线发送(MIMO)。以此方式，本发明的载波聚合方法可以适应新方法，以增加数据速率并且减少噪声。

因此，目的是提供用于控制表示至少一个多子信道复用(MSM)信号与另一信号的组合的组合波形的方法，该方法包括：接收将根据预定协议通过至少一个MSM信号从发射机传输到接收机的信息，MSM信号在至少一部分时间内在至少一个子信道内包括具有充分独立于将被传输的信息的预定义特性的导频信号，以允许关于不断变化的通信信道条件的通信信道状态的接收机预测；关于先前通信和MSM信号与另一个信号的组合将接收机的模型存储在存储器内，该模型用于在表示组合状态的变更的至少一个参数的范围内，预测解调信息的接收机能力和预测信道状态的接收机能力；以及关于针对至少一个可变参数的至少两个不同值，利用自动化处理器定义MSM信号与其它信号的组合，该组合被预测以允许信道状态的充分接收机估计以解调信息，并且该组合进一步满足不同于信道状态的接收机估计并且依赖于MSM信号和其它信号二者的至少一个拟合准则。

还有一个目的是提供一种用于控制组合波形的系统，该组合波形表示将根据预定协议从发射机传输到接收机的至少一个多子信道复用(MSM)信号与另一个信号的组合，MSM信号在至少一部分时间内在至少一个子信道内包括具有充分独立于将被传输的信息的预定义特性的导频信号，以允许关于不断变化的通信信道条件的通信信道状态的接收机预测，该系统包括：接收机的模型，其被存储在存储器中，依赖于存储器中的先前通信和MSM信号与另一个信号的组合，用于在表示组合状态变更的至少一个参数的范围内，预测解调信息的接收机能力和预测信道状态的接收机能力；以及自动化处理器，其被构造成关于针对至少一个可变参数的至少两个不同值定义MSM信号与另一个信号的组合，该组合被预测以允许信道状态的充分接收机估计以解调信息，并且该组合还满足与信道状态的接收机估计不同并且依赖于MSM信号和另一个信号二者的至少一个拟合准则。

还有一个目的是提供一种用于控制表示信号与调制信号的组合的组合波形的方法，所述信号包括具有在各自子信道中调制的信息的至少一个多子信道复用信号，该方法包括：接收将根据预定协议通过至少一个多子信道复用信号从发射机传输到接收机的信息，多子信道复用信号在至少一部分时间内在至少一个子信道内包括具有充分独立于将被传输的信息的预定义特性的导频信号，以允许关于不断变化的通信信道条件的通信信道状态的接收机预测；关于多子信道复用信号与调制信号的组合将接收机的模型存储在存储器内，该模型用于在表示组合状态的可用变更的至少一个参数的范围内，预测解调信息的接收机能力和预测信道状态的接收机能力；以及关于针对至少一个参数的至少两个不同值，利用自动化处理器定义组合信号，该组合信号被预测以允许信道状态的充分接收机估计以解调来自各自子信道的信息，并且该组合信号进一步满足不同于信道状态的接收机估计并且依赖于多子信道复用信号和所述调制信号二者的至少一个拟合准则。

还有一个目的是提供一种用于控制表示信号与调制信号的组合的组合波形的方法，所述信号包括具有在各自子信道中调制的信息的至少一个多子信道复用信号，该方法包括：输入，其被构造成接收将根据预定协议通过至少一个多子信道复用信号从发射机传输到接收机的信息，多子信道复用信号在至少一部分时间内在至少一个子信道内包括具有充分独立于将被传输的信息的预定义特性的导频信号，以允许关于不断变化的通信信道条件的通信信道状态的接收机预测；存储器，其被构造成关于从多子信道复用信号与调制信号的组合估计信道状态和解调信息的能力存储接收机的模型；至少一个自动化处理器，其被构造成：定义关于至少一个参数不同的多子信道复用信号与调制信号的不同组合的多个替换表示，其中，至少一个参数具有包括损伤由接收机估计信道状态的能力的至少一个值的范围；以及选择多子信道复用信号与调制信号的至少一个组合，该至少一个组合基于模型被预测，以允许信道状态的充分接收机估计并且关于不同组合的所定义多个替换表示解调来自各自子信道的信息。

还有一个目的是提供一种用于控制组合波形的系统，该组合波形表示根据预定协议将从发射机传输到接收机的至少一个多子信道复用信号与调制信号的组合，多子信道复用信号在至少一部分时间内在至少一个子信道内包括具有充分独立于将被传输的信息的预定义特性的导频信号，以允许关于不断变化的通信信道条件的通信信道状态的接收机预测，该系统包括：接收机的模型，其被存储在存储器中，依赖于存储器中的多子信道复用信号与调制信号的组合，用于在表示组合状态的变更的至少一个参数的范围内，预测解调信息的接收机能力和预测信道状态的接收机能力；以及自动化处理器，其被构造成关于针对至少一个参数的至少两个不同值定义多子信道复用信号与调制信号的组合，该组合被预测以允许信道状态的充分接收机估计以解调信息，并且该组合还满足与信道状态的接收机估计不同并且依赖于多子信道复用信号和调制信号二者的至少一个拟合准则。

另一个目标提供一种用于组合各自多个信道中的多个信号的设备，每个信号包括信道内的一组并发相位和/或幅度调制分量，该设备包括：处理器，其被构造成：接收定义多个信号中的每个的信息，以多个不同方式变换至少一个信号的表示，每个变换后的表示表示相同信息，关于至少两个不同拟合准则，分析每个转换后的表示与定义至少一个其它信号的信息的各自组合，以及选择关于至少两个不同拟合准则根据分析被拟合的至少一个各自组合；以及输出端口，其被构造成呈现所选择的至少一个各自组合的识别、所选择的至少一个各自组合、以及定义所选择的至少一个各自组合的信息中的至少一个，其中，至少一个准则涉及接收机估计通信信道的信道状态的预测能力，并且其中，至少一个变换后的表示损伤接收机成功地估计通信信道的信道状态的能力。

还有一个目标是提供一种用于组合各自多个信道中的多个信号的设备，每个信号包括信道内的一组相位和/或幅度调制正交频率分量，该设备包括：处理器，其被构造成：接收定义被表示为多个正交频分复用信号分量的多个信号中的每个的信息，以至少两个不同方式变换至少一个信号的表示，每个变换后的表示表示相同信息，关于至少两个不同拟合准则分析多个信号的多个不同组合，多个表示中的每个包括经受至少两个不同变换的至少一个信号的替换表示，并且基于满足至少两个准则中的每个的分析来选择组合；以及输出端口，其被构造成呈现所选择的组合的识别、所选择的组合、以及定义所选择的组合的信息中的至少一个，其中，至少一个准则涉及接收机基于表示内的导频序列估计通信信道的信道状态的预测能力，其中，表示的至少一个变换阻碍接收机成功地估计信道状态以用于解调信息的能力。

还有一个目标是提供一种用于控制表示至少两个信号的组合的组合波形的设备，每个信号具有多个信号分量并且传送信息，该设备包括：输入端口，其被构造成接收定义至少两个信号的信息；自动化处理器，其被构造成：将信号中的第一个以及频率改变并且随着时间被选择性地传输的导频信号信息在变换范围内变换成传送信息的至少两个表示，以允许接收机估计信道状态，所述至少两个表示具有变换参数和导频信号信息的禁止组合，组合信号中的第一个的变换后的表示与信号中的第二个，以定义表示传送信息的至少两个替换组合，以及选择满足预定准则并且允许接收机至少估计信道状态的一个组合；以及输出端口，其被构造成输出表示各自组合波形的信息，各自组合波形包括满足预定准则的变换后的表示的所选择的一个组合。

可以形成多组组合波形，每个组合波形表示多子信道复用信号与调制信号在至少一个参数的各自值处的各自组合，并且所述定义包括：选择满足至少一个拟合准则的各自定义波形。调制信号典型地利用第二信息(其可以是智能或伪随机噪声序列)被调制，并且自动化处理器还可以按照被预测以允许从调制信号解调第二信息的方式定义多子信道复用信号与调制信号的组合。

MSM信号可以例如是正交频分复用信号，但是不限于此。特别地，子载波不必是正交的，并且事实上，子载波不需要根据频率分布，但是这样的布置目前是优选的，尤其是就接收机是标准OFDM接收机而言。MSM信号也可以是小波编码信号，在这种情况下，离散小波变换(DWT)和相应小波逆变换(IWT)通常取代在OFDM通信中采用的FFT和IFT。正交性约束可以被放宽，使得接收机在估计状态下可以解调信息，而不严格满足该约束。

一般，MSM信号旨在被传输到移动接收机并且由移动接收机接收，因此通信协议提供对多种类型的干扰和失真的容限。例如，随时间变化的多径、多普勒频移等是可容许的。本技术可以例如通过计算位误差率、或者数据吞吐率(依赖于分组和检错纠错(EDC)码负担的重发)并且优化组合信号，关于该容限对接收机建模。

多个信号均可以包括正交频分复用信号。基于可变参数的不同值的第一组合和第二组合关于以下(a)和(b)中的至少一个不同：(a)第一信号相对于第二信号的频率分量的调制的相对定时，(b)第一信号相对于第二信号的频率分量的相对相位。至少一个拟合准则可以包括峰值平均功率比(PAPR)。所选择的至少一个各自组合可以包括低于阈值峰值平均功率比的组合。

至少一个拟合准则可以包括峰值平均功率比(PAPR)。

信号可以包括正交频分复用(OFDM)信号。至少一个信号可以是与从以下组中选择的至少一个协议兼容的正交频分复用流，该组包括IEEE 802.11协议、IEEE 802.16协议、3GPP-LTE下行链路协议、LTE-Advanced协议、DAB协议以及DVB协议，其中，符合至少一个协议的接收机可以解调至少两个分别不同的组合，而不要求在协议之外发送附加信息。

可变参数的至少两个不同值可以对应于在调制序列中循环时移分别不同的信号。

可变参数的至少两个不同值可以对应于在调制序列中循环时移分别不同的信号，并且至少一个拟合准则可以包括峰值平均功率比(PAPR)。产生最低峰值平均功率比或者低于阈值的峰值平均功率比的替换表示可以被选择用于组合。

可以使所定义信号组合的在低于约125MHz的频率处的中频和在大于约500MHz的频率处的射频表示中的至少一个预失真。

自动化处理器可以包括超导数字逻辑电路。另选地，自动化处理器可以包括在硅技术、超导数字逻辑电路或者其它类型的逻辑中实现的可编程逻辑装置、可编程逻辑阵列、CPLD、RISC处理器、CISC处理器、SIMD处理器、通用图形处理单元(GPGPU)等。

满足拟合准则可以包括例如：关于各自组合的动态范围进行分析，或者关于针对信号中的一个的基准接收机设计的预测误差率进行分析，或者关于组合波形的峰值平均功率比和针对信号中的一个的接收机的预测误差率进行分析，或者对组合波形的限幅失真进行分析。

组合波形例如是以高于组合信号中的任一个的相应数据速率的数据速率被取样的数字表示或者组合信号的中频表示的数字表示。

生成组合波形可以包括输出一组参数，以用于将数字基带信号转换成所选组合信号。

该方法还可以包括使所选组合信号的中频和射频表示中的至少一个预失真。预失真可以补偿使用所选组合信号通信的模拟无线电通信系统的模拟非线性、发送信道损伤、以及接收机特性中的一个或多个的至少一部分。预失真还可以补偿放大所选组合信号的功率放大器的非线性失真。

至少两个信号中的每个可以包括具有循环前缀的正交频域复用信号，并且其中，两个替换表示的各自循环时移不同。

至少两个信号中的每个可以被接收为符合通信协议的正交频分复用信号，信号中的至少一个可以被修改以生成至少两个替换表示，并且至少一个拟合准则可以包括组合信号的峰值平均功率比，其中，所选组合信号是表示最低峰值平均功率比或者低于预定阈值的峰值平均功率比的组合信号。

接收机模型可以在定义可变参数的可接受值时结合先前导频信号，可接受值被选择用于根据拟合准则进一步评估。

可变参数的可接受值的选择可以使用自适应查找表存储器来实现。自动化处理器可以被构造成从查找表检索用于选择至少一个组合的值。

接收机模型可以在前导频信号不可用的时间周期内对先前导频信号进行外插以生成基准信号。

缓冲存储器可以用于存储输入信号，直到定义了用于发送的优选组合为止。缓冲存储器可以包括至少一个移位寄存器。

用于组合的拟合准则的评估可以并行地被实现用于可变参数的不同值。

自动化处理器可以包括可编程门阵列。

至少两个信号中的每个可以被接收作为符合通信协议的正交频分复用信号，信号中的至少一个可以被修改以生成至少两个替换表示，至少两个替换表示中的每个可以由与协议可兼容的接收机解调，而不要求接收通信协议之外的附加信息，并且至少一个准则可以包括组合信号的峰值平均功率比。至少一个准则可以包括组合信号的峰值平均功率比。所选组合信号可以是表示最低峰值平均功率比、或者在阈值水平内的峰值平均功率比的组合信号。

MSM信号可以是具有同时传输信息的不同频率处的多个子载波的正交频分复用(OFDM)信号。MSM信号和另一个信号均可以在不同通信信道内并且在具有非线性失真的至少一个模拟信号处理组件中被处理为组合模拟信号。MSM信号可以符合预定协议，该预定协议在不同时间并且在不同频率处将导频信号选择性地插入到多个子载波中，以估计信道状态。至少一个参数可以包括表示MSM信号的数字数据的循环移位，其中，模型预测符合OFDM协议的接收机检测导频并且估计经受至少两个不同循环移位的信道状态的能力。至少一个拟合准则可以依赖于在模拟信号处理组件中的MSM信号与另一个信号的组合的非线性失真。

还有一个目的是提供一种用于控制组合波形的装置，该组合波形表示具有多个信号分量的至少两个信号的组合，该设备包括：输入端口，其被构造成接收定义至少两个信号的信息；处理器，其被构造成：将定义每个信号的信息变换成具有多个分量的表示，使得至少一个信号具有相同信息以及进一步信息的替换表示，以允许接收机估计信道状态，并且使用替换表示组合变换后的信息，以定义满足预定准则并且允许接收机估计信道状态的至少一个组合，其中，变换适于定义不允许接收机估计信道状态的至少一个替换表示；以及输出端口，其被构造成输出表示各自组合波形的信息，该各自组合波形包括来自满足准则的至少两个信号中的每个的变换后的信息的组合。

从而，发射机可以以如下方式组合信号：组合可能违反第一准则，但是相同信息可以通过变更组合而不违反第一准则被组合。然而，变更后的组合可能违反未变更的组合一般不违反的第二准则。处理器试图找到可能要求通过满足第一准则和第二准则二者的范围搜索的变更。第二准则涉及将校准接收机并且例如允许接收机估计信道状态的导频信息从发射机传输到接收机。导频信号可以被稀疏地插入到组合信号中，并且接收机可以基于跨一系列数据帧的一系列所传输的导频信号估计信道状态。

变换后的信息的第一组合和第二组合可以关于以下(a)和(b)中的至少一个而不同：(a)第一信号相对于第二信号的频率分量的调制的相对定时；(b)信号的频率分量的相对相位，并且至少一个准则可以包括峰值平均功率比(PAPR)。至少一个信号可以是可以与从以下组中选择的至少一个协议兼容的正交频分复用流，该组包括IEEE 802.11协议、IEEE 802.16协议、3GPP-LTE下行链路协议、DAB协议以及DVB协议，其中，符合至少一个协议的接收机可以解调至少两个分别不同的组合，而不要求在协议之外发送附加信息。每个变换后的表示在调制序列中循环时移可以分别不同。至少两个准则可以包括峰值平均功率比(PAPR)，其中，使得峰值平均功率比在阈值最大峰值平均功率比内的替换表示被选择用于组合。

至少两个替换表示在调制序列中循环时移可以分别不同，并且至少一个准则可以包括峰值平均功率比(PAPR)，其中，导致最低峰值平均功率比的替换表示被选择用于组合。

处理器可以包括超导数字电路逻辑和复杂可编程逻辑装置(CPLD)中的至少一个。

输出端口可以被构造成输出所选组合信号作为从组合信号的数字表示到适于在没有频率修改的情况下发送的射频模拟信号的直接转换。

处理器可以还被构造成对所选组合信号的中频和射频表示中的至少一个进行预失真。

预失真可以补偿使用所选组合信号进行通信的模拟无线电通信系统的模拟非线性、发送信道损伤、以及接收机特性中的一个或多个的至少一部分。

信号可以包括正交频分复用信号。变换后的信息的第一组合和第二组合可以关于以下(a)和(b)中的至少一个而不同：(a)第一信号相对于第二信号的频率分量的调制的相对定时、以及(b)信号的频率分量的相对相位。至少一个准则可以包括峰值平均功率比(PAPR)。所选组合可以包括具有最低峰值平均功率比的组合。

每个变换后的表示可以在调制序列中循环时移分别不同，并且其中，正交频分复用信号可以与从以下组中选择的至少一个协议兼容，该组包括IEEE 802.11协议、IEEE802.16协议、3GPP-LTE下行链路协议、DAB协议以及DVB协议，其中，符合至少一个协议的接收机可以解调至少两个分别不同的组合，而不要求在协议之外发送附加信息。每个变换后的表示在调制序列中循环时移分别不同，并且至少一个准则可以包括峰值平均功率比(PAPR)，其中，导致最低峰值平均功率比的替换表示被选择用于组合。处理器可以包括超导数字电路逻辑和复杂可编程逻辑装置(CPLD)中的至少一个。处理器可以分析在放大器的模型中的组合波形的非线性失真，并且还至少使所选组合中的至少一个分量和所选组合预失真。

其它目的将通过查阅详细描述和附图变得显而易见。

附图说明

图1A和图1B示出在频域和时域中的正交频域复用信道的典型行为。

图2表示用于OFDM信道的时频资源网格，示出根据用于LTE的协议的导频符号的典型位置。

图3示出使用双上变频方法的发射机中的两个OFDM信道的组合。

图4提供示出两个OFDM信道如何被组合的简单框图，其中，一个OFDM信道的数据位可以被循环移位以降低峰值平均功率比(PAPR)。

图5示出结合发射机中的移位加算法和接收机中的导频相位跟踪器的OFDM通信系统的框图。

图6示出使能用于如图2中的资源网格的SAA算法的OFDM通信系统的框图。

图7示出用于本发明的概括载波聚合方法的高级流程图。

图8示出接收机基于如图2中的导频符号的阵列生成均衡资源网格的OFDM通信系统的框图。

图9示出表示使用如图2中的导频符号的阵列在接收机处均衡资源网格的处理的框图。

图10示出对针对一个信道的数据进行循环移位以降低组合信号的PAPR的两个OFDM信道的结构。

图11提供示出来自OFDM信道的数据的多个移位副本的存储器存储的框图，一个副本的选择对应于最小化组合信号的PAPR。

图12A示出不添加噪声的仿真OFDM接收信号的典型64QAM星座图。

图12B示出添加噪声的仿真OFDM接收信号的64QAM星座图。

图13A示出用于仿真OFDM信号的载波聚合的PAPR的概率图，示出针对本发明的方法的降低的PAPR。

图13B示出用于仿真OFDM信号的载波聚合的PAPR的概率图，其包括数字预失真的效果。

图13C示出具有图13A和13B所示的结果的仿真的框图。

图14示出根据本发明的一个实施方式的系统的框图。

图15示出根据本发明的一个实施方式的系统的框图，其包括数字预失真以补偿非线性模拟放大器。

图16示出在FPGA上实现的根据本发明的系统的框图。

具体实施方式

OFDM信道由多个子信道构成，该多个子信道中的每个是窄带信号(图1A、图1B)。OFDM信道本身具有时变包络，并且可以呈现真实PAPR，典型地是9-10dB。然而，如果两个单独类似OFDM信道被组合，则所得到的信号将典型地呈现12-13dB的PAPR，增益为3dB。这大得不可接受，因为它将要求具有4倍容量的功率放大器来发送平均仅大2倍的组合信号。

因此，优选实施方式提供一种PAPR降低方法，该方法使两个OFDM信道组合信号的PAPR从12-13dB降低回到原始分量的9-10dB。PAPR的这～3dB降低被优选实现，而没有信号退化并且不要求发送接收机恢复OFDM符号所需的任何特殊辅助信息。而且，该算法足够简单，以使其可以在任何硬件技术中被实现，只要它充分快即可。

PAPR降低的常规方法集中在组合子信道并且生成没有过多PAPR的单个OFDM信道。本技术可以在特定方面被视为部分发送序列(PTM)和选择映射(SLM)的组合。

在传统PTS中，N个符号的输入数据块被划分成不相交子块。每个子块中的子载波由针对该子块的相位因子加权。相位因子被选择成使组合信号的PAPR最小化。

在SLM技术中，发射机生成一组充分不同的候选数据块，所有都表示与原始数据块相同的信息，并且选择最有利于发送的(最低PAPR而没有信号退化)。

本混合方法组合用于总计载波调制信号的PTS和SLM的要素。搜索过取样OFDM波形的多种循环时移，并且选择具有最低PAPR的时移。以类似于PTS的方式，一个OFDM信号被用作基准，并且另一个载波调制信号(或多个)被用于生成时移。搜索窗口由循环前缀长度和过取样率来确定。

尽管移位的可能组合的相位空间极大地增加，但是不必须调查所有这样的组合。一般，PAPR的非常高的值相对很少出现，使得以高PAPR状态开始的大多数时移将趋向于导致PAPR的降低。多个信道中的移位可以顺序地或者并行、或者以二者的某种组合被实现。从而，例如，在可接受范围内与PAPR的任何组合是可接受的，任何不可接受PAPR状态发生1％的时间，寻找可接受PAPR的搜索空间通常将是可能状态的<2％。另一方面，如果采用其它可接受性准则，则较大搜索空间可能是必须的或适当的。例如，假定存在用于发送较高PAPR信号的较高成本，例如，功率成本或者干扰成本，则正式优化可能是适当的。假定探试法不可用于预测最佳状态，则参数空间的完全搜索可能适于使成本最小化。

这不同于常规方法，其中，不同OFDM信道是相互独立的，存在单独发送链而不存在相互同步。而且，常规方法对基带信号直接操作。相反，本方法估计关于结合两个或更多OFDM信道的上变频组合信号的PAPR，并且针对这些信道中的每个的符号周期必须被同步。这在接收机处将不导致问题，其中，每个信道被接收并且时钟独立。

针对PAPR的一些常规方法基于限幅，但是这些方法不可避免地产生失真和带外生成。一些其它方法避免失真，但是要求必须在接收端被解码的特殊变换。这些要求发送辅助信息，或者涉及与标准OFDM通信协议的偏差。本优选方法不具有以上缺点。

在蜂窝通信中使用的OFDM信道的带宽可以达到10或20MHz。然而，这些信道可能位于更宽频带(诸如2.5-2.7GHz)中。所以可能存在两个或更多OFDM信道的组合，每个10MHz宽，分离100MHz或更多。10MHz数字基带信号可以以20MS/s那么低的速率被取样，但是覆盖100MHz的组合数字信号必须以至少200MS/s的速率被取样。

在优选实施方式中，信号组合(包括图3中的上变频)在数字域中以这样的增加取样率来实现。PAPR阈值测试和CSR控制也以较高速率来实现。该速率应足够快，使得可以在单个符号时间(数微秒)内执行多次迭代。

为了验证循环时移允许针对组合OFDM信道的PAPR的降低而不降低系统性能的期望，执行OFDM发送和接收的全蒙特卡罗(Monte-Carlo)仿真。该仿真的框图被概括在图6中，图6表示“载波聚合评估测试台”，并且示出经受用于PAPR降低的SAA算法的组合频率F1和F2处的OFDM信号的发射机。在接收机端处，这被下变频并且使用标准OFDM接收机恢复在F2处的信号。以此方式，适当加性高斯白噪声(AWGN)被添加至信道。用于载波聚合仿真的参数包括以下。每个分组包含800字节的信息，该信息在多个OFDM符号周期内被调制，并且调制是64QAM(64正交幅度调制)。每个SNR点运行，直到250个分组误差发生为止。循环前缀被设定为总符号时间的1/8。在频率F1和F2处的载波被充分隔开，使得它们的频谱不重叠。过取样率是因数8。最后，使用升余弦滤波器，其具有非常尖锐的滚降，取样频率Fs＝160MHz，以及截止频率Fc＝24MHz。图12A示出用于在没有噪声的情况下的仿真的64QAM接收信号的星座图的示例，其中，已应用了期望与接收机的内插均衡器兼容的时移。在该示例中，在该时间周期内不发送导频符号。群集(clustering)指示每位在其所要求的窗口内被接收，没有位误差的迹象。更一般地，如期望的那样，针对可允许时移没有观察到信号退化。图12B示出用于添加有实际无线通信系统的典型高斯加性噪声的仿真的类似64QAM星座图。再次，该仿真示出信号的适当接收，位误差不显著增加。

图13A示出用于根据本发明的一个实施方式组合的两个OFDM信号的组合的仿真PAPR分布。互补累积分布函数(CCDF)表示该信号具有大于给定值的PAPR的概率。为了实际目的，10^-4的CCDF可以用于定义特定波形的有效PAPR。两个分量信号中的每个具有11dB的PAPR(顶部曲线)。没有修改的两个信号的组合将导致PAPR增加几乎3dB(未示出)。相反，使用本发明的码本预加权算法的组合导致降低几乎2dB至约9dB(底部曲线)。如果不应用该码本方法(中间曲线)，则该益处将减少。

图13B示出除了在图13C的仿真框图中指示的波峰因数降低(CPR)以外应用数字预失真(DPD)的效果。图13C示出三个OFDM信号的组合，每个信号对应于20MHz带宽的LTE信号。各自基带信号在30.72MHz处被取样，之后上取样到122.8MHz，使频率偏移(使用数字乘法器)，并且相加在一起以形成具有包括三个20MHz频带的60MHz频带的IF信号。然后，这根据本发明的码本加权算法经受波峰因数降低(CFR)，之后上取样(因数为2)和数字预失真(DPD，以仿真非线性功率放大器PA的饱和效应)。最后，预失真信号被发送到数模转换器(DAC)并且然后在PA中被放大。被标记为CFR输入的图13B中的曲线示出组合信号，而CFR输出示出PAPR降低的结果。标记为“+n SCA处理”(PlusN智能载波聚合)的曲线对应于作为广播的信号，包括预失真的效应。

这些仿真不仅证实，SAA算法允许将组合OFDM信道中的PAPR降低～3dB，而且证实，该降低是在没有信号退化并且不需要发送关于发送信号的变换的任何特殊辅助信息的情况下实现的。这也可以与数字预失真结合，而不使PAPR降低退化。

根据本发明的一个实施方式的系统的框图在图14中示出，其中，输入信号中的至少一个被识别为多子信道复用(MSM)信号，本质上是OFDM信号的一般化。假定MSM信号包括独立于信息内容的导频信号，这些导频信号能够使信号在存在多路径、多普勒频移和噪声的情况下被适当地接收。这里，MSM信号和另一个信号被组合到多个另选聚合信号中，其中，每个这样的另选组合可以在接收机处被接收以用于这样的信号，而不发送附加辅助信息。可以结合先前发送信号的接收机的数字模型允许确定哪个另选组合对应于可以在接收机处被适当跟踪的MSM导频信号。基于该准则和可以与组合信号幅度(诸如，峰值平均功率比或者PAPR)相关联的至少一个其它准则，选择一个或多个另选组合，该另选组合可以在例如使用多种准则的迭代选择处理中经受进一步处理或选择，以用于使用自动化处理器发送。这可以优选地使用数字IF信号被执行，该数字IF信号然后在功率放大器中被放大并且经由天线被发送之前，在数模转换器(DAC)中被转换成模拟信号，然后在模拟混频器中以标准方式被上变频成全射频信号。还可以采用其它类型的RF调制器。

图15示出与图14中的框图类似的框图，但是添加了数字预失真模块，该数字预失真模块补偿可能存在于非线性模拟组件(诸如，功率放大器)中的非线性(包括固有非线性、信号依赖延迟、饱和和加热效应)。预失真优选针对另选组合被执行，使得所选组合适当地满足所有准则。

预失真可以包括多个失真源的校正，并且表示在时域(延迟)和/或频域、幅度和波形调整中的信号变换，并且可以例如适于补偿老化和环境条件。在多输入多输出(MIMO)无线电发送系统(或者其它信号发送)的情况下，失真模型包括整个信号发送链。该模型可以包括用于多种多路径的不同模型，并且因此所选另选预失真信号可以表示用于聚合系统的最佳，并且不仅是“主要”信号分量。

该技术的一个优选实现涉及使用快速现场可编程门阵列(FPGA)，其具有用于移位寄存器存储器、查找表、数字上变频和阈值测试的块。这在图16中示出，该图16还示出数字预失真的可选添加。在该实施方式中，输入数字基带信号(在时域中)首先被存储在FPGA内的存储器寄存器中，并且MSM信号S2在多个数字预编码器中被变换。在一个实施方式中，这些预编码器可以包括具有移位参数的不同值的循环移位寄存器(CSR)。在其它实施方式中，参数变化的范围不是时间(即，CSR的递增变化)，而是另一个参数，诸如，小波变换的时间频率范围。这些移位版本被选择成可以与由查找表鉴别器块确定的接收机中的导频信号跟踪兼容。该LUT可以考虑先前移位，如图16所示。图16示出被并行处理的多个预编码方案(例如，循环移位)，但是串行处理也是可以的。将被组合的每个基带信号在数字上变频器DUC中经受数字上变频到合适中频(IF)，在合适时增加取样率。取样S1和每个另选取样S2可以在数字IF组合器单元中被数字组合。这在数字预失真器PD中的可选数字预失真之后，在每个另选组合被发送到阈值测试器之前。阈值测试器可以例如测量每个另选取样的PAPR，并且选择具有最低PAPR的另选取样。

另选地，可以采用超快速数字技术，诸如，快速单磁通量子(RSFQ)超导电路。随着组合OFDM信道的数目增加，需要增加算法速度或者另选地并行地执行处理的一部分。

该方法还可以沿着认知无线电线路应用至可重构系统，其中，将被发送的信道可以根据用户需求和可用带宽被动态地重分配。发送信道的数目及其频率分配二者可以在全软件控制下被改变。只要所有信道遵循相同一般符号协议和定时，就可以应用类似一组移位加算法，以保持可接受PAPR用于有效发送。