用于在通信信道上传送信息的方法和设备以及相应的传送器与流程

本发明的实施方式和实施例涉及通过通信信道—特别是该信道为电气线路时—的信息传送，通过电力线路通信(PLC)所进行的信息传送，特别涉及在传送器所看到的该传送信道的阻抗有所下降时对这样的处于传送模式的信号的处理进行改进。

背景技术：

本发明的实施方式和实施例与管理电力线路通信的不同标准相兼容，该标准特别但并非排他地为PLC-G3、PRIME(电力线路智能计量演进)标准或者甚至IEEE 1901-2标准。

电力线路通信技术的目的是通过采用电网的现有设施来传送数字数据。特别地，这使得可能远程读取电表，允许在电动车辆和充电端子之间进行交换，或者甚至允许对能量网络(智能电网)进行管理和控制。

电力线路通信(PLC)技术特别整合了窄带电力线路通信(N-PLC)，后者通常被定义为在以高达500KHz的传送频率操作的电气线路上进行的通信。

N-PLC通信因此通常使用由欧洲电子技术标准化委员会(CENELEC)或联邦通信委员会(FCC)所特别定义的频带。

因此，为了考虑CENELEC A频带(3-95kHz)，传送频率在PRIME标准中适于处于42和89KHz之间，而对于PLC-G3标准而言，它们适于处于35和91KHz之间。

在PLC通信中使用的信号是根据多载波调制进行调制的信号，例如正交载波上的直角相位调制(“正交频分复用”调制或OFDM调 制)，但是仅使用来自于较大可用载波集合中的载波子集。

因此，例如为了考虑CENELEC A频带，反向傅里叶变换和直接傅里叶变换的大小等于512，而在PLC-G3标准中则仅使用96个子载波(子载波86至182)。

为了考虑CENELEC A频带，反向傅里叶变换和直接傅里叶变换的大小等于256，而在PLC-G3标准中则仅使用36个子载波(子载波23至58)。

在PLC通信中使用并且根据OFDM调制进行调制的信号表现出大于1并且通常高的波峰因数(crest factor)。通常被称作PAPR(峰值均值功率比)的信号波峰因数是该信号的特征测量。它是信号峰值的最大幅度的绝对值与有效信号值之间的比率。其对于恒定信号而言等于1，而只要该信号表现出峰值就大于1。

在PLC通信中，传送器所看到的通信信道(电气线路)的阻抗可以在通信期间有所变化，并且实际上可以在用户连接任意设备—例如吹风机或洗衣机—时都会出现下降。

通常，传送器所看到的2欧姆的电阻阻抗用作确定传送器的最大输出功率的基准。

现在，根据连接至电气线路的设备的数量，传送器所看到的该阻抗可能小于2欧姆，甚至会非常低。

而且，当传送器在阻抗小于2欧姆的线路中传送信号时，该传送器的功率放大器在电流方面将会进入饱和。该放大器随后进入电流限制模式，它在其中对超过所授权的最大电流的电流峰值进行削减(clip)。其结果继而是信号失真并且产生噪声谐波，或者“谐波干扰”。

由于信号的传送功率在PRIME标准中处于42和89KHz之间而针对PLC-G3标准而言则处于35和91KHz之间，所以二次谐波处于70KHz和180KHz之间。

结果，这些谐波中的一些与信号的有用频带的上部形成干扰。此外，这些谐波在信号的有用频带之外引起干扰，这会使得其它设备出 现中断。

此外，当传送器必需满足EN50065-1标准的要求时—对于根据PRIME和PLC-G3标准的传送而言是这样的情况，该传送器的输出信号的电平利用峰值检测器在200Hz的通带上进行测量，并且所传送信号的频谱必须没有超过120dBμV的部分。

技术实现要素：

根据一个实施方式和实施例，提出了考虑阻抗的可能下降同时关于所考虑的应用而将所传送信号的失真限制到可接受的水平。

根据一个实施方式和实施例，已经观察到在信号的削峰率和由此所导致的失真水平之间存在关联，并且因此提出测量信号的削峰率并且根据该削峰率的值调整信号电平。

根据一个方面，提出了一种用于在通信信道上传送信息的方法，包括对通过所述信息所调制的数字信号进行数/模转换从而获得波峰因数大于1的经调制的初始模拟信号，对该初始模拟信号进行放大从而获得已放大的经调制的信号，并且在所述通信信道上传送从经调制的已放大的模拟信号导出的经调制的信道模拟信号。

根据该方面，当该通信信道的阻抗可能在所述传送之间有所变化时，已放大的信号在所述阻抗低于传送器所看到的极限值—例如2欧姆—时被削减；该方法继而进一步包括在所述传送期间至少一次确定该已放大的信号在至少一个时间间隔内的削峰率，以及根据所述所确定的削峰率调整该初始模拟信号的电平。

该初始模拟信号的电平的调整被理解为包括直接在模拟模式中对该初始模拟信号所执行的信号调整，或者例如通过在数字模式直接或间接地对经调制的数字信号在该数/模转换上游的电平执行动作而间接对该初始模拟信号所执行的信号调整。

因此，通过减少该放大器的输入处的信号的电平，可能减少削峰率并且因此减少失真所导致的干扰，这是因为上述失真也被减少。

该削峰率例如是信号在所述时间间隔期间被削减的峰值的数目 除以该时间间隔的长度。

根据一个实施方式，该初始模拟信号的电平的调整包括将所确定的削峰率与阈值进行比较并且在该削峰率高于阈值的情况下降低该初始模拟信号的电平。

本领域技术人员将能够根据所考虑应用中能够接受的失真水平选择该阈值的值。

减少信号电平减少了信噪比。结果，在由于失真所导致的干扰水平基本上等于噪声时获得最优操作条件。本领域技术人员将能够确定所述阈值的值从而近似或者甚至实现这些最优操作条件。也就是说，作为非限制性示例，对于根据PRIME和PLC-G3标准的传送而言，等于时间间隔中的峰值总数目的0.1％的阈值被认为即使在低噪声条件下也会导致可接受的失真水平。

总体上，在连续时间间隔期间—例如在连续帧期间传送信息时—有利地提供了对削峰率的多次连续确定。在这种情况下，在当前时间间隔期间，执行对于要在下一个时间间隔期间应用于初始模拟信号的初始模拟信号的电平的调整的确定。

根据一个实施方式，在所述传送的起始，该初始模拟信号具有额定电平，并且如果在该初始模拟信号的电平低于额定电平的当前时间间隔期间，所确定的削峰率低于所述阈值，则要在下一个时间间隔期间应用的初始模拟信号的电平的调整包括增加该初始模拟信号的电平，但是不超过额定电平。

当通过帧传送信息时，每个时间间隔例如是一个帧的持续时间。

经调制的信号能够根据OFDM调制进行调制。

在PLC类型的应用中，传送信道是电气线路，并且信道模拟信号是通过电力线路通信所传输的信号。

根据另一个方面，提出了一种用于传送信息的设备，包括用于接收通过所述信息所调制的数字信号的输入端，意在耦合至通信信道以传递经调制的信道模拟信号的输出端，以及连接在该输入端和输出段之间的处理器件，其被配置为根据所述经调制的数字信号生成经调制 的信道模拟信号。

该处理器件包括数/模转换级，其被配置为执行该经调制的数字信号的数/模转换，并且传递波峰因数大于1的经调制的初始模拟信号；和放大器级，其被配置为对该初始模拟信号执行放大并且传递已放大的经调制的信号。

根据该其它方面，该通信信道的阻抗可能在所述传送期间发生变化，并且该放大器级被配置为在所述阻抗低于极限值时对已放大的信号进行削减，该处理器件进一步包括控制模块，其被配置为在所述传送期间在至少一个时间间隔内对已放大的信号的削峰率进行至少一次确定，并且根据所述所确定的削峰率调整初始模拟信号的电平。

如之前所指出的，该初始模拟信号的电平的调整可以是直接或间接的。因此，该控制模块能够被配置为直接调整该初始模拟信号的电平或者例如通过调整经调制的数字信号的电平而对其进行间接调制。

根据一个实施例，该控制模块包括被配置为执行所确定的削峰率与阈值的比较的比较器，和被配置为在该削峰率高于该阈值的情况下降低该初始模拟信号的电平的调整器件。

根据一个实施例，该控制模块被配置为在连续时间间隔期间执行削峰率的多次连续确定，并且在当前时间间隔期间执行对于要在下一个时间间隔期间应用于初始模拟信号的对初始模拟信号的电平的调整的确定。

根据一个实施例，在所述传送的起始，该初始模拟信号具有额定电平，并且如果在该初始模拟信号的电平低于额定电平的当前时间间隔期间，所确定的削峰率低于所述阈值，则该调整器件被配置为在下一个时间间隔期间增加该初始模拟信号的电平，但是不超过额定电平。

根据一个实施例，该数/模转换级是可变增益级，并且该调整器件被配置为减少或增加所述增益，从而因此调整该初始模拟信号的电平。

根据又另一个方面，提出了一种传送器，其包括如以上所限定的用于传送信息的设备，和被配置为接收所述信息并且生成通过所述信息进行调制的所述数字信号的预处理器件。

附图说明

本发明的其它优势和特征将由于对本发明的实施方式和实施例的详细描述和附图而变得明显，上述描述并非进行限制，其中：

图1至9示意性地图示了本发明的不同实施方式和实施例。

具体实施方式

现在将以通过电力线路通信(PLC)进行信息传送为背景对实施方式和实施例进行描述，但是本发明并不局限于这种类型的应用。

贯穿下文，每次通过非限制性示例的方式提到PLC-G3或PRIME标准，都将假设其是正在被考虑的CENELEC A频带(3-95kHz)。

现在参考图1，以示意性地说明能够通过电力线路通信在通信信道上传送有用模拟信号或者信道模拟信号SU的示例性传送器1，上述通信信道在这里是电气线路LE。

该传送器的传送链包括预处理器件MPTR，其接收例如要从源编码器件进行传送的二进制数据或信息，并且其被配置为生成通过所述信息根据OFDM调制进行调制的数字信号SN。

作为非限制性示例，如图1所示的预处理器件MPTR在这里包括编码器ENC，其例如是卷积编码器。交织器件INTL连接至该编码器的输出端并且随后为“映射”器件，后者根据变换方案将比特变换为符号，上述变换方案取决于所使用的调制类型，例如BPSK类型的调制，或者更一般地QAM调制。

每个符号包含与将相应地进行调制的载波相关联的调制系数。该符号作为针对MTFI器件的输入而被传递，后者意在执行反向傅里叶变换(IFFT)操作。

这里通过更为具体地参考图2将要注意的是，该经调制的载波形成来自于可用载波集合ENS(对应于反向傅里叶变换的大小的集合)的载波子集SNS。

因此，在PLC-G3标准中，反向傅里叶变换的大小等于256而该 子集SNS的经调制的载波则处于级别23和58之间，这对应于处于35和91KHz之间的频带F1-F2。采样频率在这里等于400KHz，这在载波之间导致等于1.5625KHz的间隙，这因此表现出频率正交(OFDM调制)。

在PRIME标准中，反向傅里叶变换的大小等于512，而子集SNS的载波的数目等于97，这针对有用信号提供了在42和89KHz之间进行延伸的频带。

与无用载波相关联的调制系数等于零。

时域中的OFDM信号作为来自MTFI器件的输出而被生成，并且器件MCP向时域中的每个OFDM符号添加循环前缀，这是OFDM符号头部处的、位于该符号末尾处的某个数目的样本的副本。

再次参考图1，能够看到通过所述信息根据OFDM调制进行调制并且由预处理器件MPTR所生成的数字信号SN被传递至设备10的输入端BE，以用于在电气线路LE上传送信息。

为此，设备10包括连接至耦合到电气线路LE的输出端子BS的处理器件MTR。

处理器件MTR将从该数字信号SN生成信道模拟信号SU。

更具体地，经调制的数字信号SN在数/模转换级ECNA中被转换为模拟信号，这里被称作初始模拟信号SAI，其因此也被调制。

初始模拟信号SAI随后在级ETA中进行处理，级ETA一般被本领域技术人员称之为表达形式“模拟前端”，在级ETA中，特别在以经调制的信道模拟信号SU的形式在电气线路LE上进行传送之前经历功率放大。

除了刚才已经描述的器件之外，该处理器件MTR进一步包括控制模块MCTL，其被配置为执行：

在传送所述信息期间在至少一个时间间隔上、例如一个传送帧上，在ETA级内对已放大的信号的削峰率的至少一次确定，以及

根据所确定的削峰率对初始模拟信号SAI的电平的调整。

更具体地，如在图3中更为详细图示的，数/模转换级ECNA包 括这里实际的数模转换器CNA，其后跟有可变增益放大器PMP。

针对其部分，分级ETA特别包括功率放大器PA，后者接收初始模拟信号SAI并且传递已放大的模拟信号SAP。

当功率放大器PA由于电气线路LE的(传送器所看到的)阻抗下降至低于极限值—例如2欧姆—而进入饱和时，已放大的信号被削减，并且IRQ逻辑信号被传送。只要功率放大器处于饱和，该IRQ逻辑信号例如就保持在高状态，并且随后在饱和状态完成时下降回到低状态。因此，IRQ信号的脉冲表示已放大的信号SAP的被削减的峰值。

控制模块MCTL例如包括计算器件MCL，其被配置为确定例如根据给定时间间隔上、例如一个信息传送帧上的IRQ信号的脉冲数目来确定所述时间间隔内的信号的削峰率。

控制模块MCTL还包括比较器CMP，其被配置为将适时计算的削峰率TCR与阈值TH进行比较。基于该比较的结果，调整器件MAJ传递控制信号SCTRL，从而对初始模拟信号SAI—也就是功率放大器PA的输入处的信号—的电平进行调整。

通常，该电平在削峰率TCR高于阈值TH时被降低。

该计算器件和/或调整器件例如可以由逻辑电路和/或微控制器内的软件所产生。

在这里所描述的示例中，信号SCTRL对可变增益放大器PMP执行动作以修改其增益，例如通过将增益减小或增大以dB为单位的值ΔG。

作为一种变化形式，也可能通过例如对传递至数/模转换器CNA的数字信号SN的电平执行动作来执行该信号的调整。

图4在顶端部分图示了作为来自功率放大器PA的输出而进行传递的示例性已放大的经调制的模拟信号SAP，更具体地，其在这种情况下是该功率放大器在传送帧期间所传递的差分电流的变化。

能够看到的是，该信号包括峰值，但是这些电流峰值都并未超过极限值IL⁺和IL^-，在超出上述极限值的情况下该放大器将会进入 饱和。

因此，在图4的底部所表示的IRQ信号恒定地保持在其低状态L。

在这种情况下，信号SAP的削峰率为零并且在电气线路上传送的信号没有失真。

图5示意性示出了其中已放大的信号SAP仅包括几个被削减的峰值的配置，也就是说，峰值表现出导致可接受失真水平的可接受削峰率。

在该示例中，仅两个峰值PK1和PK2被削减，这在传送帧TR期间导致IRQ信号的两个脉冲。

削峰率随后例如通过对IRQ信号的脉冲数目进行计数并且通过将该脉冲数目除以帧长度而进行计算。该削峰率随后能够被转换为信号SAP在传送帧TR期间的峰值总数目的百分比。

通常，对于PLC应用而言，小于或等于阈值0.1％的削峰率TCR是可接受的比率，也就是导致可接受的信号失真的比率。

另一方面，图6示出了信号SAP表现出高于阈值的削峰率的情形。

因此，作为示例，这里的信号SAP包括五个被削减的峰值，这在该帧期间导致了IRQ信号的五个脉冲。

现在更具体地参考图7至9以说明根据本发明的方法的示例性实施方式。

在图7中，假设信息在连续帧期间以并非必然在时间上均匀间隔的方式进行传送。

在当前帧TR_i的期间，确定削峰率TCR(步骤60)。

该削峰率TCR随后与阈值TH进行比较(步骤61)。

如果削峰率TCR并不高于阈值TH，则通常转换至下一个帧而并不减少初始模拟信号的电平。然而，如在以下更为详细地看到的，在存在低于阈值TH的削峰率TCR的某些情况下，模拟信号SAI的电平可能针对下一个帧有所增加但是并不超过额定电平。

然而，如果削峰率TCR超出阈值TH，则信号SAI的电平被减少 (步骤62)，通常是通过降低放大器PMP的增益，该有所减少的增益被应用于下一个帧TR_i+1。

现在更具体地参考图8和9以对模拟信号SAI的电平的示例性调整进行说明。

假设放大器PMP的增益G具有对应于不存在削峰率或者削峰率低于阈值的额定值G0，其在这里被选择为等于帧TR的持续时间期间的峰值总数目的0.1％。

假设在第一帧TR期间应用增益G0。

在该第一帧期间，削峰率TCR1被确定(步骤70)并且被假设等于0.05％。

由于该削峰率TCR1低于阈值TH(步骤71)，所以调整器件MAJ并不修改增益G的值并且将其保持在其额定值G0(步骤72)。

该额定值G0将在下一个帧TR2的期间被应用。

在该下一个帧TR2期间，再次确定削峰率TCR2(步骤74)并且其被假设等于0.2％。

由于削峰率TCR2高于阈值TH(步骤75)，所以计算新的增益值G，也就是数字G1＝G0-ΔG，其中ΔG是将从额定值G0被减去(步骤76)的增益增量。

该新的增益G1将在第三帧TR3期间被应用。

在该第三帧TR3期间，计算削峰率TCR3(步骤78)并且其被假设等于0.3％。

由于该比率TCR3仍然高于阈值TH(步骤79)，所以将通过再次从之前的增益G1减去增益增量ΔG而确定新的增益值G2(步骤80)。

该新的增益G2将在下一个帧TR4期间被应用。

在该下一个帧TR4期间，确定新的削峰率TCR4(步骤82)，并且此时它等于0.1％。

由于该削峰率TCR4对应于阈值TH(步骤83)，所以调整器件MAJ并不修改增益G的值并且保持其等于值G2(步骤84)。

该增益G2随后将在下一个帧TR5期间被应用(步骤85)。

在该帧TR5期间，再次确定削峰率TCR5(步骤86)，并且此时其等于0.003％。

由于该削峰率TCR5低于阈值TH(步骤87)，并且增益的值低于其额定值G0，所以在步骤88确定新的增益G从而能够应用于下一个帧TR6。

该新的增益通过将之前的增益G2增加增益增量ΔG而获得，这因此再次为增益G提供了值G1。

该值G1被应用于下一个帧TR6(步骤89)。

在该下一个帧TR6期间，计算削峰率TCR6并且其等于0.05％(步骤90)。

由于削峰率TCR6再次低于阈值TH(步骤91)并且增益G1的值再次低于额定值G0，调整器件MAJ将因此通过将增益G1增加增益增量ΔG而为增益G赋予其额定值G0(步骤92)。。

额定增益G0随后将被应用于下一个帧TR7(步骤93)。

该方法继而针对下一个帧继续进行。

在上文中，假设增益增量ΔG是恒定的。即便如此，该增量ΔG也能够根据所测量的削峰率和阈值TH之间的差值来计算，从而加快对于阻抗的明显变化的响应时间。在这种情况下，ΔG可以逐个帧地有所变化。