用于多载波系统的信道估计方法与流程

本发明属于无线通信技术领域，具体的说是涉及用于多载波系统的信道估计方法。

背景技术：

多载波系统具有抗多径干扰能力强、频谱利用率高的优点，非常适合未来的高速无线传输应用。在多载波系统中，不同的子载波经受不同的信道衰落，具有不同的传输能力。例如OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术是一种无线通信的高速传输技术，其基本原理是将高速的数据流分解成许多低速率的子数据流，即将信号分成许多正交的子载波，利用这些相互正交的子载波同时进行传输。该技术利用子载波对数据进行调制，扩展了符号的脉冲宽度，可以有效地抵抗符号间干扰(Inter-Symbol Interference,ISI)，提高了对抗多径衰落的性能。与传统频分复用(Frequency Division Multiplexing,FDM)相比，OFDM不需要专门的保护频带。虽然频谱之间会有重叠，但是各个载波之间是相互正交的。根据正交性原理可知，各个载波之间是不存在干扰的，从而大大提高了频谱的利用率。

此外，基于子载波索引调制(Subcarrier Index Modulation,SIM)的OFDM系统将整个多载波连续地分成大小相同的多个子块，每个子块中通过索引比特来选择其中若干个子载波来发送数据，而其余的子载波不发送数据。由于索引比特本身并不发送，而是隐含在激活子载波的位置信息中的，所以索引比特并不占用频谱资源。在接收端，通过激活子载波的位置就可以获得索引比特的信息。其峰值平均功率比更小、对抗子载波间干扰性能更好、误码率更低等，通过选择不同的功率分配策略还可以节约发射机能量。

多载波系统中的信道估计方法也有很多，如线性最小二乘估计方法(LS)、线性最小均方误差估计方法(LMMSE)、基于傅里叶变换的估计方法(DFT)等。最小二乘估计方法的计算复杂度是最低的，但其性能也是上述三种方法里面性能最差的；线性最小均方误差估计方法在最小二乘估计方法的基础上进行了改进，在频域上抑制了噪声对信道估计结果的影响，大大提高了信道估计的准确度；基于傅里叶变换的估计方法同样是在最小二乘估计方法的基础上进行了改进，通过傅里叶反变换(IDFT)将最小二乘估计方法的结果变换至时域，并利用“在时域信道满足整数点采样的情况下，能量集中在少数几个抽样点上”这一特性，将最大时延之后的数据置零，再进行傅里叶变换(DFT)至频域得到最终的信道估计结果，同样实现了去除噪声的效果，使得信道估计结果得到了显著的提升。

技术实现要素：

本发明提出一种多载波系统基于导频的DFT信道估计方法，通过对多径时域信道冲激响应的估计，确定冲激响应位置。相比于原有基于DFT的信道估计方法只能去除最大时延之后的问题，只保留冲激响应的位置的数据，非冲激响应位置的数据置零，进一步去除了最大时延之内的噪声，得到了更好的性能。

本发明的技术方案是：

用于多载波系统的信道估计方法，其特征在于，包括：

发射端：

发射端等间隔均匀地将导频放置在一个多载波符号中，每个多载波符号含有N个子载波，导频间隔为D_f，取值为的整数，其中σ_max表示最大时延，表示向下取整，导频的数量与子载波的数量满足整数倍关系，即为整数；

接收端：

假设频域接收信号为Y[k]，其中k＝0,1,...,N-1表示频域子载波编号，则接收端进行信道估计还包括以下步骤：

a.LS信道估计：取导频位置相应的接收信号Y_p[m]进行LS信道估计其中m＝0,1,...,N_p-1表示导频所在的子载波编号，P指第M个导频序列；

b.IDFT变换：对步骤a中获得的LS信道估计结果进行N_p点的IDFT变换其中n＝0,1,...,N_p-1表示时域子载波编号；

c.寻径：若多径信道的径数未知，进入步骤c1，若已知多径信道的径数L，进入步骤c5：

c1.对噪声进行估计并将其设为门限threshold＝var(h_LS[j])，计算最大时延之后纯噪声的均值noise_mean＝mean(h_LS[j])，其中j＝CP,...,N_p-1表示循环前缀CP之后的时域子载波编号；令初始的残差为residual[n]＝h_LS[n]，其中n＝0,1,...,N_p-1表示时域子载波编号；

c2.计算|residual[n]|²,n＝0,1,...,N_p-1的能量，并找到能量最大的位置l_i，其中i表示找到的第i径，将能量最大的位置l_i上的数据替换为步骤c1中计算出的噪声均值residual[l_i]＝noise_mean；

c3.计算残差的方差residual_var＝var(residual[n])并与门限threshold进行比较，若大于门限则重复步骤c2；若小于门限则停止迭代进入步骤c4；

c4.只保留通过迭代得到的冲激位置l_i，其中i＝0,1,...,L-1，L表示迭代的总次数(也表示估计出的多径径数)，其余的数据置零，估计结果为：

进入步骤d；

c5.根据已知的多径信道的径数L，令初始的残差为residual[n]＝h_LS[n]，其中n＝0,1,...,N_p-1表示时域子载波编号，计算|residual[n]|²的能量并进行降序排列，取能量最大的前L个冲激位置l_i,i＝0,1,...,L-1，估计结果为：

其中，l_i表示多径信道第i径的位置，L为多径信道的径数。

进入步骤d；

d.DFT变换：将信道估计结果进行N点DFT变换到频域，得到信道估计结果为:其中n＝0,1,...,N_p-1表示时域子载波编号，k＝0,1,...,N-1表示频域子载波编号。

本发明的有益效果为：去除了信道估计时域最大时延之内的噪声，进一步降低了噪声对信道估计结果影响，本方案具备很强的抗噪性能；同时更精确的信道估计也为最终的检测算法提供依据。

附图说明

图1为本发明提供的多载波系统导频的放置方式示意图；

图2为本发明提出的多载波系统基于导频的DFT信道估计方法的流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图，详细描述本发明的技术方案：

本发明相比于原有基于DFT的信道估计方法只能去除最大时延之后的问题，只保留冲激响应的位置的数据，非冲激响应位置的数据置零，进一步去除了最大时延之内的噪声，得到了更好的性能。

下面以总的子载波个数N＝1024，循环前缀CP＝64的OFDM系统为例介绍本发明的具体实施方式。

发射端：

步骤1：发送端等间隔均匀地将导频放置在一个多载波符号中，如图1所示。每个多载波符号含有N＝1024个子载波，导频间隔为D_f＝3，导频的数量

接收端：

步骤1：接收端的处理过程如图2所示。频域接收信号为Y[k]，其中k＝0,1,...,1023表示频域子载波编号。取导频位置相应的接收信号Y_p[m]进行LS信道估计其中m＝0,1,...,255表示导频所在的子载波编号。

步骤2：对LS信道估计结果进行N_p＝256点的IDFT变换其中n＝0,1,...,255表示时域子载波编号。

步骤3-1：寻径：若不知道多径信道的径数，则首先对噪声进行估计并将其设为门限threshold＝var(h_LS[j])，并计算最大时延之后纯噪声的均值noise_mean＝mean(h_LS[j])，其中j＝64,...,255表示CP之后的时域子载波编号。令初始的残差为residual[n]＝h_LS[n]，其中n＝0,1,...,255表示时域子载波编号。

步骤3-2：计算|residual[n]|²,n＝0,1,...,255的能量，并找到能量最大的位置l_i，其中i表示找到的第i径。将能量最大的位置l_i上的数据替换为步骤3-1计算出的噪声均值residual[l_i]＝noise_mean。

步骤3-3：计算残差的方差residual_var＝var(residual[n])并与门限threshold进行比较，若大于门限则重复步骤3-2；若小于门限则停止迭代。

步骤3-4：停止迭代之后，只保留通过迭代得到的冲激位置l_i，其中i＝0,1,...,L-1，L表示迭代的总次数(也表示估计出的多径径数)，其余的数据置零。

若已知多径径数L(或通过其他方式计算出多径径数)则可以直接计算|residual[n]|²的能量并进行降序排列，取能量最大的前L个冲激位置l_i,i＝0,1,...,L-1进行步骤3-4的处理。

步骤4：将信道估计结果进行N点DFT变换到频域其中n＝0,1,...,255表示时域子载波编号，k＝0,1,...,255表示频域子载波编号。