一种重叠时分复用调制方法、装置及系统与流程

本发明涉及通信领域，具体涉及一种重叠时分复用调制方法、装置及重叠时分复用系统。

背景技术：

所谓时间分割(以下简称时分)复用(TDM：Time Division Multiplexing)是一种在数字通信中让多个占据较窄时间持续期的信号符号共享一个较宽时间持续期的技术。如图1所示为常规的时分复用技术的示意图。

图1中各被复用信号符号的时间持续期(工程上称之为时隙宽度)分别为T1，T2，T3，T4，...，在工程上通常让它们占据相同的时隙宽度，ΔT为最小保护时隙，实际保护时隙宽度应该宽裕一些。ΔT应大于所使用解复用门电路的过渡时间宽度加上系统的最大时间抖动量。这是最常见的时分复用技术。现有绝大多数的多路数字广播系统、多路数字通信等系统采用的都是这种技术。

这种技术应用于数字通信时的最大特点是被复用信号符号之间在时间上是完全相互隔离的，决不会存在相互干扰，对被复用的信号符号没有任何限制，各个信号的符号持续期(时隙宽度)可以有不同的宽度，也能适用于不同的通信体制，只要它们的时隙相互不重叠交叉就可以了，因此使用最为广泛。但是这种复用，复用本身对改善系统的频谱效率毫无作用。

所以，传统的观点是相邻信道之间在时域上不重叠，以避免相邻信道之间产生干扰，但这种技术制约了频谱效率的提高。现有技术的时分复用技术的观点是各信道之间不但不需要相互隔离，而且可以有很强的相互重叠，如图2所示，现有技术将信道之间的重叠视为一种新的编码约束关系，并根据该约束关系提出了相应的调制和解调技术，因此称之为重叠时分复用(OvTDM：Overlapped Time Division Multiplexing)，这种技术使得频谱效率随重叠次数K成比例的增加。

理论上，当采用重叠时分复用技术进行数据传输时，重叠次数K可无限地增加，因此频谱效率也可无限地增加，但在实验室研究阶段却发现随着重叠次数K的增加，虽然频谱效率得到增加，但是传输功率随之也增长，而传输功率的增长反过来在一定程度上也限制了重叠次数K的增加，从而也限制了频谱效率的增加。

技术实现要素：

本发明提供一种重叠时分复用调制方法、装置及系统，解决了初始包络波形在频域带宽较宽时，重叠时分复用叠加后的波形在时域较陡峭，频域占用带宽较宽，降低了整个系统的频谱利用率和传输速率的问题。

根据本申请的第一方面，本申请提供了一种重叠时分复用调制方法,包括：

根据设计参数生成在时域内波形平滑的初始包络波形，初始包络波形为三角形包络波形或其演变窗函数的包络波形；

根据重叠复用次数将初始包络波形在时域内按预定的移位间隔进行移位，以得到各个时刻发送信号的偏移包络波形；

将输入的数字信号序列转换成正负符号序列；

将转换后的正负符号序列与偏移后各个时刻发送信号的偏移包络波形相乘，以得到各个时刻的调制包络波形；

将各个时刻的调制包络波形在时域上进行叠加，以得到携带输出信号序列的复调制包络波形。

根据本申请的第二方面，本申请还提供了一种重叠时分复用调制装置,包括：

波形生成模块，用于根据设计参数生成在时域内波形平滑的初始包络波形，初始包络波形为三角形包络波形或其演变窗函数的包络波形；

移位模块，用于根据重叠复用次数将初始包络波形在时域内按预定的移位间隔进行移位，以得到各个时刻发送信号的偏移包络波形；

调制模块，用于将输入的数字信号序列转换成正负符号序列；

乘法模块，用于将输入的的正负符号序列与偏移后各个时刻发送信号的偏移包络波形相乘，以得到各个时刻的调制包络波形；

叠加模块，用于将各个时刻的调制包络波形在时域上进行叠加，以得到携带输出信号序列的复调制包络波形。

根据本申请的第三方面，本申请还提供了一种重叠时分复用调制解调系统，包括发射机和接收机；

所述发射机包括：

上述重叠时分复用调制装置，用于生成携带输出信号序列的复调制包络波形；

发射装置，用于将所述复调制包络波形发射到接收机；

所述接收机包括：

接收装置，用于接收所述发射装置发射的复调制包络波形；

序列检测装置，用于对接收的复调制包络波形进行时域内的数据序列检测，以进行判决输出。

本发明提供的重叠时分复用调制方法、装置及系统中，由于初始包络波形的时域波形较平滑，频域带宽较窄，叠加后的波形较平滑且限定在较窄带宽内，因此提高了系统的频谱利用率和传输速率，降低系统的误码率。

附图说明

图1为常规的时分复用技术的示意图；

图2为重叠时分复用原理示意图；

图3为本发明一种实施例中重叠时分复用系统的结构示意图；

图4为本发明一种实施例中重叠时分复用调制装置的结构示意图；

图5为本发明一种实施例中重叠时分复用调制装置的硬件结构示意图；

图6为本发明一种实施例中接收机预处理装置的结构示意图；

图7为本发明一种实施例中接收机序列检测装置的结构示意图；

图8为本发明一种实施例中三角形包络波形的时域波形和频域波形图；

图9为本发明一种实施例中三角形窗经移位后各个时刻的包络波形图；

图10为本发明一种实施例中采用三角形包络波形时待发送波形的叠加示意图；

图11为K路波形复用的原理示意图；

图12为K路波形的符号叠加过程原理示意图；

图13为K＝3时重叠时分复用系统的输入-输出关系树图；

图14为节点状态转移关系图；

图15为矩形波的时域和频域波形图；

图16为包络波形选择矩形波包络波形时生成的各个信号和叠加后的波形图。

具体实施方式

下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。

在对重叠时分复用技术研究中，发明人发现传输功率的增长主要跟被复用信号(即调制窗函数)的频谱有关，并非如理论上所设想的对复用信号频谱的形状、带宽没有任何要求。虽然现有技术中存在很多窗函数，理论上可自由采用各种窗函数对传输符号进行调制，但由于矩形窗相较于其它窗函数在产生、设计和应用上更容易、成本更低，因此目前在进行信号调制时优先采用矩形窗，而矩形波的频谱带宽较宽，复用波形系统性能很差，导致所需的传输功率和误码率都很高。

基于上述发现，在本发明实施例中，在应用重叠时分复用技术时采用一种优于矩形波的窗函数对输入的数字信号序列进行调制。

请参考图3，重叠时分复用系统包括信号发射机A01和接收机A02。

发射机A01包括重叠时分复用调制装置101和发射装置102。重叠时分复用调制装置101用于生成携带输出信号序列的复调制包络波形；发射装置102用于将该复调制包络波形发射到接收机A02。

接收机A02包括接收装置201和序列检测装置202。接收装置201用于接收发射装置102发射的复调制包络波形；序列检测装置202用于对接收的复调制包络波形进行时域内的数据序列检测，以进行判决输出。

优选的，接收机A02还包括设置在接收装置201和序列检测装置202之间的预处理装置203，用于辅助形成每一帧内的同步接收数字信号序列。

在发射机A01中，输入的数字信号序列通过重叠时分复用调制装置101形成多个符号在时域上相互重叠的发射信号，再由发射装置102将该发射信号发射到接收机A02。接收机A02的接收装置201接收发射装置102发射的信号，经过预处理装置203形成适合序列检测装置202进行检测接收的数字信号，序列检测装置202对接收信号进行时域内的数据序列检测，从而输出判决。

请参考图4，重叠时分复用调制装置101(OvTDM调制装置)包括波形生成模块301、移位模块302、乘法模块303和叠加模块304。

波形生成模块301用于根据设计参数生成在时域内波形平滑的初始包络波形。

移位模块302用于根据重叠复用次数将初始包络波形在时域内按预定的移位间隔进行移位，以得到各个时刻发送信号的偏移包络波形。

调制模块305用于将输入的数字信号序列转换成正负符号序列。

乘法模块303用于将转换后的正负符号序列与偏移后各个时刻发送信号的偏移包络波形相乘，以得到各个时刻的调制包络波形。

叠加模块304用于将各个时刻的调制包络波形在时域上进行叠加，以得到携带输出信号序列的复调制包络波形。

下面结合重叠时分复用调制方法，对重叠时分复用调制装置101做进一步说明，重叠时分复用调制方法包括下面步骤：

(1)波形生成模块301根据设计参数生成在时域内波形平滑的初始包络波形h(t)。

在生成初始包络波形时，可以通过用户输入设计参数，以实现在实际系统中根据系统性能指标灵活配置。

在某些实施例中，当初始包络波形的旁瓣衰减已经确定时，设计参数包括初始包络波形的窗长度L，例如当初始包络波形为巴特莱特包络波形时。

在某些实施例中，设计参数包括初始包络波形的窗长度L和旁瓣衰减r，例如当初始包络波形为切比雪夫包络波形时。

当然，当初始包络波形为其他形式时，可以根据相应初始包络波形的特点确定设计参数。

(2)移位模块302根据重叠复用次数K将初始包络波形在时域内按预定的移位间隔进行移位，以得到各个时刻发送信号的偏移包络波形h(t-i*△T)。

其中，移位间隔为时间间隔△T，时间间隔△T为：△T＝L/K。

另外，还需要保证△T不小于系统采样率的倒数。

i的取值与输入符号长度N有关，且i取0到N-1的整数。例如，当N＝8时，i取0至7的整数。

(3)调制模块305将输入的数字信号序列转换成正负符号序列。

具体的，调制模块305将输入的数字信号序列中的0转换为+A，1转换为-A，以得到正负符号序列。例如，取A＝1，将输入的{0,1}比特序列经过BPSK(Binary Phase Shift Keying，移相键控)调制转换成{+1、-1}符号序列。

(4)乘法模块303将转换后的正负符号序列x_i与偏移后各个时刻发送信号的偏移包络波形h(t-i*△T)相乘，以得到各个时刻的调制包络波形x_i h(t-i*△T)。

(5)叠加模块304将各个时刻的调制包络波形x_i h(t-i*△T)在时域上进行叠加，以得到携带输出信号序列的复调制包络波形，即发送的信号。

发送的信号可以如下表示：

由于初始包络波形的时域波形较平滑，频域带宽较窄，叠加后的波形较平滑且限定在较窄带宽内，因此提高了系统的频谱利用率和传输速率，降低系统的误码率。

请参考图5，具体的，重叠时分复用调制装置101可通过下面硬件单元实现。重叠时分复用调制装置101包括数字波形发生器401、移位寄存器402、调制器403、乘法器404及加法器405。

首先由数字波形发生器401以数字方式形成第一个初始包络波形的同相波形，该初始包络波形在时域内平滑；再由移位寄存器402将数字波形发生器401产生的第一个初始包络波形的同相波形进行移位，以产生各个时刻发送信号的偏移包络波形；接着，调制器403将输入的数字信号序列转换成正负符号序列，乘法器404则将转换后的正负符号序列与偏移后各个时刻发送信号的偏移包络波形相乘，以得到各个时刻的调制包络波形；最后由加法器405将各个时刻的调制包络波形在时域上进行叠加，以得到携带输出信号序列的复调制包络波形，形成发射信号。

请参考图6，为本发明实施例中接收机A02的预处理装置203的框图。

预处理装置203包括同步器501、信道估计器502和数字化处理器503。其中同步器501对接收信号在接收机内形成符号时间同步；接着信道估计器502对信道参数进行估计；数字化处理器503对每一帧内的接收信号进行数字化处理，从而形成适合序列检测装置进行序列检测接收的数字信号序列。

请参考图7，为本发明实施例中接收机A02的序列检测装置202的框图。

序列检测装置202包括分析单元存储器601、比较器602及多个保留路径存储器603和欧氏距离存储器604或加权欧氏距离存储器(图中未示出)。在检测过程中，分析单元存储器601做出重叠时分复用系统的复数卷积编码模型及格状图，并列出重叠时分复用系统的全部状态，并存储；而比较器602根据分析单元存储器601中的格状图，搜索出与接收数字信号最小欧氏距离或加权最小欧氏距离的路径；而保留路径存储器603和欧氏距离存储器604或加权欧氏距离存储器则分别用于存储比较器602输出的保留路径和欧氏距离或加权欧氏距离。其中，保留路径存储器603和欧氏距离存储器604或加权欧氏距离存储器需要为每一个稳定状态各准备一个。保留路径存储器603长度可以优选为4K～5K。欧氏距离存储器604或加权欧氏距离存储器优选为只存储相对距离。

本实施例中，初始包络波形为三角形(Triangular)包络波形或其演变窗函数的包络波形。

下面则以初始包络波形为三角形(Triangular)包络波形来对本申请做进一步说明。其中，重叠复用次数K＝3，输入符号长度N＝8，输入符号x_i＝{+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1}为例来说明OvTDM的信号发送和接收过程。其中，输入符号长度是指发送一帧信号的长度。

请参考图5，信号生成过程包括下面步骤：

(1)首先根据设计参数生成发送信号的三角形(Triangular)包络波形h(t)。

本实施例中设计参数中，窗长度L＝63，其时域波形和频域波形如附图8所示。从图8中可以看出，时域波形中三角形(Triangular)窗是由0点开始，频域旁瓣衰减为近30dB。

具体的，对于三角形(Triangular)窗函数，其可通过下面公式表示：

当窗长度L为奇数时，

当窗长度L为偶数时，

需要说明的是，上述公式中的n仅表示公式中的函数变量。

(2)将(1)所设计的三角形(Triangular)包络波形h(t)在时域内按预定的移位间隔进行移位，其中，移位间隔为时间间隔△T(△T＝L/K＝21)。移位后，形成各个时刻发送信号的偏移包络波形h(t-i*△T)(由于N＝8，因此i为整数且取值为0～7)，移位后各个时刻发送信号的偏移包络波形图如图9所示。

(3)将输入的数字信号序列转换成正负符号序列。

具体的，可以将输入的数字信号序列中的0,1转换为±A，A取值为非0任意数，以得到正负符号序列。例如，取A为1时，将输入的{0,1}比特序列经过BPSK调制转换成{+1、-1}符号序列。

(4)将正负符号序列x_i(本实施例中x_i＝{+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1})与(2)生成的各个时刻发送信号的偏移包络波形h(t-i*△T)相乘，得到各个时刻的调制包络波形x_ih(t-i*△T)；形成后的波形如图10所示，其中三条不同的虚线表示相乘后的三个波形图。

(5)将(4)所形成的各个时刻的调制包络波形x_i h(t-i*△T)在时域上进行叠加，以得到携带输出信号序列的复调制包络波形，即发送的信号。发射信号波形图如图10中的实线波形所示。

发送的信号可以表示为：

具体的，输出信号序列通过下面方式确定：

当调制包络波形由正符号与该时刻包络波形相乘得到时，令该调制包络波形的运算值为+1，当调制包络波形由负符号与该时刻包络波形相乘得到时，令该调制包络波形的运算值为-1。对于每个移位间隔，将位于该移位间隔内的调制包络波形的运算值叠加，得出该移位间隔的输出信号，从而形成输出信号序列。

故，本实施例中，叠加后的输出符号(输出信号序列)即为：s(t)＝{+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1}。

请参考图11，为K路波形复用的原理示意图，其呈平行四边形形状。其中，每一行表示一个所要发送的符号x_i与相应时刻的包络波形h(t-i*△T)相乘后得到的待发送信号波形x_ih(t-i*△T)。a₀～a_k-1表示对每个窗函数波形(包络波形)进行K次分段得到的每部分的系数值，具体为关于幅度值的系数。

由于将输入的数字信号序列转换成正负符号序列时，将输入的数字信号序列中的0转换为+1，1转换为-1，以得到正负符号序列。例如，将输入的{0,1}比特序列经过BPSK调制转换成{+1、-1}符号序列，以得到正负符号序列。所以图12所示即为K路波形的符号叠加过程原理示意图。图12叠加过程中，第1行左边3个数表示第1个输入符号+1，第2行左边3个数表示第2个输入符号+1，第3行左边3个数表示第3个输入符号-1，第1行中间3个数表示第4个输入符号-1，第2行中间3个数表示第5个输入符号-1，第3行中间3个数表示第6个输入符号+1，第1行右边3个数表示第7个输入符号-1，第2行右边3个数表示第8个输入符号+1。因此，三个波形叠加后，得到的输出符号为{+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1}。

当然，如果输入符号的长度为其他数值时，可以按照图11和图12所示的方式进行叠加，以得到输出符号。

由于三角形(Triangular)包络波形在时域由0开始，具有平滑的波形，因此叠加后的波形较平滑，频域带宽较窄，使得叠加后的波形频谱效率较高，发送信号所需的传输功率较低。

请参考图6和图7，信号接收过程包括下面步骤：

(1)首先对接收信号进行同步，包括载波同步、帧同步、符号时间同步等。

(2)根据取样定理，对每一帧内的接收信号进行数字化处理。

(3)对接收到的波形按照波形发送时间间隔切割。

(4)对接收的信号进行时间域内的数据序列检测，以进行判决输出，即按照一定的译码算法对切割后的波形进行译码。

经过上述(1)～(2)的预处理步骤后，波形切割后得到的接收符号序列为：s(t)＝{+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1}，对符号序列根据图7输入-输出关系的树图和图8节点状态转移关系图，进行符号之间的前后比较，得到节点转移路径。

图13中，向上的树枝为+1输入，向下的树枝为-1输入。在第三枝以后该树图就变成重复的了，因为凡是从标记为a的节点辐射出的树枝都有同样的输出，该结论对节点b、c、d也同样适用。它们不外乎是如图14所示的几种可能，从图14中可以看出从节点a只能转移到(经输入+1)节点a及(经输入-1)节点b，同时b只能到(输入+1)c及(输入-1)d，c只能到(输入+1)a及(输入-1)b，d只能到(输入+1)c及(输入-1)d。产生这种现象的原因很简单，因为只有相邻K(具体到本例是3)个符号才会形成相互干扰。所以当第K位数据输入到信道时，最早来的第1位数据已经移出最右边的一个移位单元了。因此信道的输出除了取决于现时刻数据的输入，还决定于前K-1个数据的输入。

本案例中的节点状态转移如图13中的加黑粗线所示，由于s(t)的第一个符号为+1，所以节点转移路径为：+1->a->a->b->d->d->c->b->c，根据此转移关系即可求出输入的符号序列为{+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1}。

本实施例中，由于三角形(Triangular)包络波形在时域上较平滑，且旁瓣衰减较快，因此所需的传输功率较低，对波形进行切割时精度更高，接收到的符号序列准确度更好。

请参考图15，为矩形波的时域和频域波形图。当初始包络波形选择矩形波包络波形时，那么根据上述信号生成过程生成的各个信号和叠加后的波形图如图16所示，其中三条不同的虚线表示三个波形图，实线表示叠加后的波形图。

从图16中可以看出，矩形波在时域上由1开始，并且带宽较宽，在频域上旁瓣衰减缓慢，因此时域叠加后的波形不平滑，频域带宽较宽，有效信号和无效信号难以区分，使得发送和接收信号过程中所需要的传输功率增加，接收信号过程中波形切割的准确率和编解码能力降低。在实际系统中传输速率相同和频谱效率相同的情况下，使用矩形波时所需的传输功率和误码率都很高。

然而本实施例中采用的三角形(Triangular)窗在时域的起点由0开始，旁瓣衰减较快，信号叠加后的波形平滑，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到较高的传输速率。

另外，在其他实施例中，初始包络波形还可以选择各种以三角形(Triangular)窗函数演变的函数的包络波形，包括三角形(Triangular)脉冲成型的连乘、各阶导数、各阶导数之和等函数的包络波形，这些包络波形在时域上同样具有波形平滑的特点，因此采用这些包络波形后均可以达到与采用三角形(Triangular)包络波形相近似的效果。

本发明提供的重叠时分复用调制方法、装置及系统由于初始包络波形在时域内平滑，使得叠加后的波形平滑，从而系统的传输功率呈线性缓慢增长，间接提高了频谱利用率和传输速率。该重叠时分复用调制方法、装置及系统可以应用到移动通信、卫星通信、微波视距通信、散射通信、大气层光通信、红外通信、水声通信等无线通信系统中，既可以应用于大容量无线传输，也可以应用于小容量的轻型无线电系统。

本领域技术人员可以理解，上述实施方式中各种方法的全部或部分步骤可以通过程序来指令相关硬件完成，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：只读存储器、随机存储器、磁盘或光盘等。

以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。