相关申请案交叉申请本申请要求2016年8月31日递交的发明名称为“干扰相位估计系统和方法(interferencephaseestimatesystemandmethod)”的第15/252,819号美国非临时专利申请案的在先申请优先权，该在先申请要求2015年9月4日递交的第62/214,394号美国临时专利申请案的在先申请优先权，这些申请的全部内容以引用的方式并入本文本中。本发明一般涉及一种估计干扰的系统和方法，在具体实施例中，涉及一种估计干扰相位的系统和方法。
背景技术：
：：正在开发以载波聚合为特征的高级蜂窝网络，例如长期演进(longtermevolution，lte)高级网络。载波聚合允许同时利用连续和非连续频谱分配以支持性能提升，例如更高的用户带宽和吞吐量。技术实现要素：根据本发明的第一示例实施例，提供了一种操作收发器的方法。所述方法包括：所述收发器生成第一信号，所述第一信号包括从所述收发器的传输路径泄漏到接收路径的干扰信号的估计。生成所述第一信号包括获得基带传输信号，所述基带传输信号包括经由所述传输路径传输的传输信号的基带。生成所述第一信号还包括计算谐波相位，所述谐波相位包括所述基带传输信号的谐波的相位。生成所述第一信号还包括根据所述基带传输信号的包络来估计相移。生成所述第一信号还包括根据所述估计的相移和所述计算出的谐波相位来确定所述第一信号的相位，使得经由所述接收路径接收的接收信号的干扰根据所述第一信号减少。根据本发明的第二示例实施例，提供了一种收发器。所述收发器包括至少一个天线。所述收发器还包括：传输路径，包括耦合到所述至少一个天线的第一输出端。所述收发器还包括：接收路径，耦合到所述至少一个天线和所述传输路径。当传输信号经由所述传输路径传输并且接收信号经由所述接收路径接收时，干扰从所述传输信号泄漏到所述接收信号。所述收发器还包括：查找级，耦合到所述传输路径的基带输出端。所述查找级包括存储器和集成电路中的至少一个。所述收发器还包括：加法器，耦合于所述查找级的输出端与所述接收路径的第二输入端之间。所述查找级用于将多个基带传输包络值映射到多个相移值。所述加法器包括：输入端，用于接收所述基带传输信号的估计谐波。所述基带传输信号包括所述传输信号的基带。根据本发明的第三示例实施例，提供了一种干扰建模系统。所述干扰建模系统包括处理器和存储由所述处理器执行的程序的非易失性计算机可读介质。所述程序包括在第一时间内对包括传输信号的基带的基带传输信号进行采样以获得基带传输样本的指令。所述基带传输样本包括基带传输相位样本和基带传输包络样本。所述程序还包括在所述第一时间内对由所述传输信号的谐波生成的干扰信号进行采样以获得所述基带传输样本对应的干扰样本的指令。所述干扰样本包括干扰相位样本和干扰包络样本。所述程序还包括根据所述干扰相位样本和所述基带传输相位样本来计算所述基带传输包络样本对应的相移值的指令。所述程序还包括根据所述相移值和所述基带传输包络样本来应用第一插值，以确定所述传输基带包络映射到所述相移的第一关系的指令。附图说明为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考下文结合附图进行的描述，其中：图1示出了用于通过电信网络传输和接收信令的实施例收发器的框图；图2示出了可以用于图1的收发器中的实施例传输/接收级；图3a为图示示例性三次谐波噪声的图；图3b为图示由于图3a中的三次谐波噪声产生的示例性tx至rx干扰的图；图4为图示tx至rx干扰的第二示例的频谱分析；图5为图示图1中的tx至rx干扰场景下的实施例干扰抑制设备的框图；图6为图示使用复合多项式技术来估计干扰的示例性三次谐波抑制系统的框图；图7为图示使用复合多项式发生器来生成三次谐波干扰估计的方法的流程图；图8为图示使用复合多项式技术来估计二次谐波干扰和三次谐波干扰的示例性芯片组的框图；图9为图示使用包络/相位映射技术的实时k次谐波干扰抑制的实施例系统的框图；图10为图示对应使用ab类功率放大器(poweramplifier，pa)的实施例传输路径，时间上的示例性三次谐波干扰相位和三次谐波tx相位的图；图11为图示对应使用ab类pa的实施例传输路径的三次谐波相移和tx基带包络之间的示例性关系的图；图12为图示对应使用包络跟踪pa(envelopetrackingpa，etpa)的实施例传输路径的三次谐波相移和tx基带包络之间的示例性关系的图；图13为图示对应使用etpa的实施例传输路径的时间上的示例性三次谐波干扰包络和时间上的示例性tx基带包络的图；图14为图示对应使用etpa的实施例传输路径的三次谐波干扰包络和tx基带包络之间的示例性关系的图；图15为图示图14中的一部分的放大视图的图；图16为对应使用ab类pa的实施例传输路径的三次谐波干扰包络和tx基带包络之间的示例性关系的图；图17为图示包络/相位映射干扰抑制系统的另一实施例的框图；图18a为图示具有零乘法运算的实施例k次谐波相位估计器的框图；图18b为图示具有零乘法运算的另一实施例k次谐波相位估计器的框图；图19为图示实施例二次和三次谐波相位估计系统的框图；图20为图示可用于使用零乘法运算实施乘法级的实施例加法器-移位器级的框图；图21为图示在没有任何乘法运算的情况下实施三次谐波相位估计器的实施例方法的流程图；图22为图示另一实施例三次谐波相位估计器的框图；图23为图示使用包络/相位映射来减少三次谐波干扰的实施例方法的流程图；图24为图示时间上的示例性三次谐波干扰测量、使用实施例分段平滑花键模型的建模干扰以及使用示例性五阶复合多项式模型的建模干扰的图；图25为图示时间上各种干扰模型的示例性测量三次谐波干扰和预测干扰的包络的图，各种干扰模型包括图24中的实施例分段平滑花键模型；图26为图示时间上的图25中的各种干扰模型的示例性测量三次谐波干扰和预测干扰的相位的图；图27为图示示例性测量的三次谐波干扰、使用实施例分段平滑花键模型的建模干扰以及使用示例性五阶复合多项式模型的建模干扰在频率上的归一化功率曲线的图；图28为图示图25中的各种干扰模型的预测抑制性能的柱形图；图29为图示执行本文所描述的方法的实施例处理系统的框图，该处理系统可以安装在主机设备中。具体实施方式下文将详细论述当前优选实施例的结构、制作和使用。然而，应了解，本发明提供可在各种具体上下文中体现的许多适用的发明性概念。所论述的具体实施例仅仅说明用以实施和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。在各种实施例中，电信网络(例如蜂窝系统)中的收发器可以在不同的频带上同时进行传输和接收。由于设备中发射器同时传输的传输信号存在自阻塞泄漏，导致接收器中的接收信号有干扰。这些传输信号可能通过传输路径与接收路径之间的有限隔离而泄漏到接收路径。例如，在以lte频带4(band4，b4)/频带17(band17，b17)载波聚合为特征的实施例中，由b17传输(transmit，tx)频谱的非线性生成的三次谐波噪声落于b4接收(receive，rx)频谱中，从而产生同频干扰。这种同频干扰会削弱b4rx敏感性。rx带内干扰通常无法滤波出来，但是在各种实施例中，可以使用基带抑制来减少干扰。一种针对三次谐波抑制的示例性方法包括通过复合多项式对三次谐波噪声建模，然后将rx基带信号减去建模噪声。以下参考文献涉及本申请的主题并且以引用的方式全部并入本文本中：美国专利申请公开号2015/0065058a1，“通过多个干扰源的非线性干扰抑制(non-linearinterferencereductionwithmultipleaggressors)”(2015年3月5日)。在各种实施例中，一种替代方法使用准瞬时表征通过tx包络、k次谐波包络以及k次谐波相移之间的映射对tx信号的k次谐波(其中，k为大于1的正整数)进行建模。这种替代方法的准瞬时表征能够更有效地减少基带rx信号的同频干扰。图1示出了用于通过电信网络传输和接收信令的实施例收发器700的框图。收发器700可以安装在主机设备中。如图所示，收发器700包括网络侧接口702、耦合器704、发射器706、接收器708、信号处理器710和设备侧接口712。网络侧接口702可以包括用于通过无线或有线电信网络传输或接收信令的任何组件或组件集合。耦合器704可以包括用于通过网络侧接口702促进双向通信的任何组件或组件集合。发射器706可以包括用于将基带信号转换为适合通过网络侧接口702进行传输的调制载波信号的任何组件或组件(例如上变频器、功率放大器等)集合。接收器708可以包括用于将通过网络侧接口702接收的载波信号转换为基带信号的任何组件和组件(例如下变频器、低噪声放大器等)集合。信号处理器710可以包括用于将基带信号转换为适合通过设备侧接口712进行通信的数据信号或者将数据信号转换为基带信号的任何组件或组件集合。设备侧接口712可以包括用于在信号处理器710与主机设备内的组件(例如图29中的处理系统600、局域网(localareanetwork，lan)端口等)之间传送数据信号的任何组件或组件集合。收发器700可以通过任何类型的通信介质传输和接收信令。在一些实施例中，收发器700通过无线介质传输和接收信令。例如，收发器700可以是用于根据无线电信协议进行通信的无线收发器，无线电信协议包括蜂窝协议(例如lte)、无线局域网(wirelesslocalareanetwork，wlan)协议(例如wi-fi等)或任何其它类型的无线协议(例如蓝牙、近场通信(nearfieldcommunication，nfc)等)。在此类实施例中，网络侧接口702包括一个或多个天线/辐射单元。例如，网络侧接口702可以包括单个天线、多个独立天线或用于单输入多输出(singleinputmultipleoutput，simo)、多输入单输出(multipleinputsingleoutput，miso)、多输入多输出(multipleinputmultipleoutput，mimo)等多层通信的多天线阵列。在其它实施例中，收发器700通过双绞线电缆、同轴电缆、光纤等有线介质传输和接收信令。特定处理系统和/或收发器可以利用所示的所有组件或者仅组件的一个子集，而且设备之间的集成程度可能不同。在一实施例中，收发器700包括建模级。该建模级有用于提供干扰相位估计的建模级输出端，该建模级输出端大致估计由传输信号的谐波生成的干扰信号。该建模级还包括：第一查找表(look-uptable，lut)，包括耦合到传输信号的基带的输入端。第一lut将多个基带传输包络值映射到多个相移值，多个相移值中的每个相移值包括干扰信号的相位估计相对于基带传输信号的谐波之差。图2示出了可以用于实施图1中的发射器706、接收器708、耦合器704和网络侧接口702的实施例传输/接收级200。级200包括传输路径102和接收路径104。传输至接收(transmit-to-receive，tx-to-rx)干扰从传输路径102泄漏到接收路径104。在图2的实施例中，接收路径104使用频带rxk，该频带的中心频率接近传输路径102使用的频带tx1的中心频率的正整数k>1倍。因此，接收频带中心频率附近的k次谐波噪声经由双工器110从传输路径102泄漏。这种谐波噪声通常通过功率放大器(poweramplifier，pa)106和上变频器108的非线性在传输路径102上生成。该pa可以是例如包络跟踪pa(envelopetrackingpa，etpa)、ab类pa等。发射路径102中包含的陷波滤波器112能够部分减少k次谐波噪声，但代价是削弱传输性能。接收路径104包括表面声波(surfaceacousticwave，saw)设备114，但是该saw设备114不能排除由于k次谐波噪声造成的带内失真。图3a所示为k次谐波噪声的特定示例，示出了通过b17频带传输的10mhz宽的传输信号202的示例性三次谐波噪声的频谱分析。传输信号202可以是例如lte传输信号、另一信息承载信号等。b17位于704mhz到716mhz范围内的12mhz频带中，b17的中心频率为710mhz。传输路径102(在图1中示出)还生成了以710mhz为中心频率的三阶互调失真(inter-modulationdistortion，imd)信号204。传输信号202和三阶imd信号204为组合发射信号206的分量，这两个分量均生成了三次谐波噪声。再次参考图3a，从组合tx信号206中生成的三次谐波噪声208以2130mhz为中心频率，带宽为72mhz。从传输信号202中生成的三次谐波噪声的带宽为30mhz，是原始10mhz宽的传输信号202的带宽的三倍。图3b为图示由于图3a中的三次谐波噪声208产生的示例性tx至rx干扰的频谱分析的图。b4rx频带302位于2110mhz到2155mhz范围内的45mhz中。整个b4rx频带302受到72mhz宽的三次谐波噪声208的阻塞。图4为图示b17/b4干扰的第二示例的频谱分析的图。在本示例中，三次谐波干扰信号402包括约15mhz宽的部分403，该部分是由于5mhz宽的lte传输信号404的b17传输而产生的，并且约为传输信号404的带宽的三倍。传输信号404通过使用rf8081etpa作为pa106的传输路径102(在图1中示出)的实施例进行传输。三次谐波干扰402在2.13ghz中心频率(即b4中心频率)下捕获。etpa在710mhz(即b17中心频率)下进行操作。在进行数字预失真(digitalpre-distortion，dpd)线性化之后，etpa的效率在邻信道泄漏功率比(adjacentchannelleakageratio，aclr)为–39dbc的情况下为42％。图5示出了图1中的tx至rx干扰场景下的实施例干扰抑制设备的框图。将传输信号的基带作为调制解调器500的输出提供给传输路径102，该调制解调器包括干扰建模级508。还将基带传输信号提供给干扰建模级508以进行实时处理。干扰建模级508使用该基带传输信号来生成干扰估计，将该干扰估计提供给干扰抑制级510，该干扰抑制级可以使用执行软件的处理器、加法器-减法器电路等来实施。干扰抑制级510还从接收路径104接收基带信号，该基带信号包括从传输路径102泄漏到接收路径104的干扰504。干扰抑制级510将接收路径的输出基带信号减去干扰估计，得到干扰506减少的信号。图6为图示使用复合多项式技术来估计干扰的示例性三次谐波抑制系统650的框图。复合多项式干扰建模级652，包含在抑制系统650中，并实时接收复合tx基带信号x(t)＝ix(t)+j·qx(t)中的同相分量ix(t)和正交分量ix(t)。然后，干扰建模级652生成干扰估计分量信号iy(t)和qy(t)。在图6的示例中，干扰建模级使用干扰模型y来生成这些估计分量，该干扰模型y是复合系数θn和三次谐波多项式核h3(n)的函数，其中，n是多项式核的阶数。该干扰模型y，包括一阶、三阶、五阶、七阶和九阶核，如等式1所示：y＝h3(1)·θ1+h3(3)·θ3+h3(5)·θ5+h3(7)·θ7+h3(9)·θ9+…(等式1)复合多项式核hk(n)是由干扰建模级652根据等式2使用谐波阶数k＝3以进行三次谐波抑制来实时推导的。hk(n)＝(i(t)-jq(t))k|(i(t)-jq(t))|(n-k)(等式2)在能够实时处理tx基带信号之前，干扰建模级652必须先通过复合系数θn来初始化。在图6的示例中，参数估计级654提前估计复合系数向量θ＝[θ1,θ3,…,θn]t，然后将其提供给干扰建模级654。参数估计级654通过测量由tx基带信号的n个样本x＝[x(1),x(2),…,x(n)]产生的三次谐波干扰的n个样本y＝[y(1),y(2),…,y(n)]来离线估计复合系数。然后，参数估计级654使用tx基带信号和三次谐波干扰信号的样本根据等式3来计算观察矩阵h：等式1中的干扰模型则可以根据等式4以矩阵形式进行重写：y＝h·θ(等式4)在一些示例中，等式4中的系数向量θ可以使用最小二乘算法计算。在图6的示例中，参数估计级654使用最小均方差(minimummeansquareerror，mmse)算法来求解系数向量θ，如等式5表示：θ＝(ht·h)-1·(h·y)(等式5)然后，干扰建模级652使用系数向量θ来计算该干扰建模级提供给减法级656的干扰估计。减法级656通过将rx路径658的基带输出信号减去干扰估计来生成抑制系统650的输出信号。然后，提供所得输出信号给调制解调器660，在一些实例中所得输出信号的干扰可能减少。使用图6中的复合多项式技术的干扰抑制取决于等式1中的干扰模型选择哪种模型阶数(即最大核阶数)。要使用的正确模型阶数不确定，通常需要试错。使用太低的模型阶数(即欠拟合)或使用太高的模型阶数(过拟合)会大幅降低抑制性能。图6中的复合多项式技术还可以与dpd技术进行组合。这种组合的抑制系统包括容易理解的物理现象，但是有以下缺点：高功耗、高成本且需要选择正确的核。在系统650的一些实施方式中，必须使用开/关算法来降低功耗。图7示出了使用复合多项式发生器和确定复合系数的最小均方差(minimummeansquareerror，mmse)方法来生成三次谐波干扰估计的示例性方法的流程图。该方法开始于步骤752，其中，使用大于4的过采样速率对tx基带信号进行采样并且在同步于tx基带信号的rx路径上捕获三次谐波干扰。然后，流程继续到步骤754，其中，选择模型阶数并且针对所选择的模型阶数构建观察矩阵。然后，流程继续到步骤756，其中，使用mmse算法来确定复合多项式系数以求解等式5。然后，流程继续到步骤757，其中，从复合多项式系数中生成干扰估计，并且将rx基带信号减去该干扰估计。然后，流程继续到步骤758，其中，将抑制性能与需要的抑制性能进行比较。如果满足需要的抑制性能，则方法结束于步骤760。然而，如果不满足需要的抑制性能，流程返回到步骤754，其中，选择一个不同的模型阶数，并且为新选择的模型阶数构建观察矩阵。图8示出了使用复合多项式技术来估计二次谐波干扰和三次谐波干扰的示例性芯片组800。提供tx基带信号给二次谐波干扰建模级802和三次谐波干扰建模级803，这两个级都包含在芯片组800中。干扰建模级803接收使用mmse方法计算出的复合系数θ1、θ3和θ5作为输入。级803总共需要19m次乘法以输出两个三次谐波干扰估计y3,n：模型阶数n＝3和n＝5中的每个阶数有一个干扰估计，其中，n为包含在干扰模型中的最高核阶数，m表示16×16实数乘法。级803根据等式6输出这两个估计y3,3和y3,5：y3,n＝(i(t)-jq(t))3|(i(t)-jq(t))|(n-3)(等式6)干扰建模级802接收使用mmse方法计算出过的复合系数θ2、θ4和θ6作为输入。根据针对模型阶数n＝2和n＝4中的每个的等式7，级802在每个输出相应二次谐波干扰估计y2,n时需要16m次乘法：y2,n＝(i(t)-jq(t))2|(i(t)-jq(t))|(n-2)(等式7)将核选择信号提供给乘法器804，使得可以为芯片组800输出单个输出干扰估计，其中，在两个二次谐波干扰估计和两个三次谐波干扰估计中选择该输出。芯片组800总共需要35m次乘法以提供该输出干扰估计。芯片组800的干扰抑制性能在很大程度上取决于正确的模型阶数选择，这通常必须通过试错来确定。图9为图示使用包络/相位映射技术的实时k次谐波干扰抑制的实施例系统900a的框图。系统900a可以使用一个或多个处理器(例如图29中的处理器604)和/或其它集成电路(integratedcircuit，ic)芯片执行的程序和/或指令来实施，其它ic芯片包括通用处理器/微处理器、数字信号处理器(digitalsignalprocessor，dsp)、专用ic(application-specificic，asic)、现场可编程门阵列(fieldprogrammablegatearray，fpga)或其它可编程逻辑设备、分立门或晶体管逻辑设备，或者分立硬件组件。系统900a的接收路径903依次通过使用saw910、低噪声放大器(lownoiseamplifier，lna)912、rf下变频器914、模数转换器(analog-to-digitalconverter，adc)916和数字下变频器918处理接收信号来输出预抑制信号。该预抑制信号包括i和q分量，但是普通技术人员将理解，正如许多信息承载的复合信号一样，实i分量和/或虚q分量有时为零。系统900a还包括干扰建模级901a，该级包括线性谐波相位估计器902a、包络至相位查找表(lookuptable，lut)904、包络至包络lut906和坐标旋转数字计算机(coordinaterotationdigitalcomputer，cordic)907和908。相位估计器902a和cordic907均接收tx基带信号的i和q分量作为输入。相位估计器902a估计极化tx基带信号的k次谐波的相位∠φk。cordic907接收tx基带信号的i和q分量并且将该信号从直角形式转换为极化形式。将所得的极化tx基带信号提供给lut904和906。lut906输出tx至rx干扰的估计包络，该干扰是由于使用k次谐波干扰包络与tx基带信号包络之间的映射关系的线性插值的极化tx基带信号的k次谐波(即k次谐波干扰包络)造成的。lut904输出k次谐波tx相位∠φk与k次谐波干扰之间的估计相移δφk，该k次谐波干扰出现在从接收路径903输出的预抑制信号中。lut904使用相移δφk与极化tx基带信号的包络之间的映射关系的线性插值来估计相移δφk。在一实施例中，lut904和906通过使用总共2m次乘法的线性插值函数来实施。在其它实施例中，其它插值技术可以在lut904或906或者两者中使用。lut904和906分别使用映射的包络-相位和包络-包络关系允许实施系统900a的芯片组具有比实施复合多项式方法的芯片组(例如图8中的芯片组800)更好的灵活性。再次参考图9，包含在级901a中的加法器920将谐波tx相位估计∠φk估计加上谐波相移δφk，得到tx至rx干扰的估计相位(即k次谐波干扰相位)。将估计的k次谐波干扰相位和估计的k次谐波干扰包络均提供给cordic908。cordic908将这些信号从极化形式转换到直角形式，得到噪声干扰估计的i和q向量。将该噪声干扰估计提供给包含在系统900a中的复杂自回归滑动平均(auto-regressive–moving-average，arma)滤波器922。滤波器922输出滤波干扰估计的i和q向量。系统900a中的干扰抑制级924将预抑制信号减去该滤波干扰估计，得到tx至rx干扰减少的rx基带输出的i和q向量。然后，将该rx基带输出提供给包含在系统900a中的调制解调器926。图10为图示针对图1中使用ab类放大器实施pa106的传输路径102(即ab类传输路径)的实施例的时间上的三次谐波干扰相位与三次谐波tx相位之差的图。由于这两个相位同步相互改变，所以能够映射两者之差与tx基带包络之间的关系。使用三次谐波tx相位，而不是用tx输入相位，因为三次谐波干扰相位改变的速度与三次谐波tx相位的一样，而是tx输入相位的三倍。三次谐波tx相位∠φ3等同于基本tx基带相位的三倍(3×∠φtxbb)。更具体地，复合tx基带输入的k次谐波的相位∠φk等同于复合tx基带输入升k次幂后的相位，即等同于tx基带相位的k倍(k×(∠φtxbb))。因此，图9中的lut904等使用的包络至相位映射将tx基带的包络映射到相移δφk，即等于k次谐波干扰相位与tx基带相位的第k个倍数之差(δφk＝(k次谐波干扰相位–[k×(∠φtxbb)]))。图11为图示针对实施例ab类传输路径的三次谐波相移与tx基带包络之间的关系的图，该关系在本发明中称为“ampm”关系。图11中的外部较暗的点为测量的三次谐波相移。内部较浅的点为测量的三次谐波相移的平滑版本。分段平滑花键插值用于求得实施例三次谐波相移模型，由图11中的实线表示。在其它实施例中，其它插值技术可以用于求得k次谐波相移模型。在一些实施例中，图11中的这种ab类相移模型用于映射ampm关系，以进行干扰抑制。例如，当用于实时三次谐波抑制时，lut904(在图9中示出)的实施例可以存储根据由图11中的相移模型映射的ampm关系确定的值。使用lut904的实施例抑制系统可能能够有效地减少由于ab类放大器产生的高度非线性干扰。更一般地，在各种实施例中，由ampm分段平滑花键插值或者另一合适的插值技术生成的k次谐波相移模型可以用于有效地减少由于ab类放大器产生的高度非线性干扰，并且可以存储在lut中等。通过对比，图6至图8中的复合多项式技术对于这种高度非线性干扰并不收敛，因此使用这种技术的抑制系统不能有效地减少由于传输路径中的ab类放大器产生的干扰。图12为图示针对图1中的使用etpa实施pa106的传输路径102(即etpa传输路径)的实施例的ampm关系的图。图12中的外部较暗的点为测量的三次谐波相移。内部较浅的点为测量的三次谐波相移的平滑版本。分段平滑花键插值用于求得实施例三次谐波相移模型，由图12中的实线表示。在其它实施例中，其它内插技术可以用于求得k次谐波相移模型。在一些实施例中，图12中的这种etpa相移模型用于映射ampm关系，以进行干扰抑制。例如，当用于实时三次谐波抑制时，lut904(在图9中示出)的实施例可以存储根据由图12中的相移模型映射的ampm关系确定的值。使用lut904的实施例抑制系统可能能够有效地减少由etpa传输路径生成的干扰。更一般地，在各种实施例中，由ampm分段平滑花键插值或者另一合适的插值技术生成的k次谐波相移模型可以用于有效地减少这种干扰，并且可以存储在lut中等。图13为图示针对时间上的实施例etpa传输路径的时间上的三次谐波干扰和时间上的tx基带包络的图。这两种包络之间的关系在本发明中称为“amam”关系。这种amam关系展示了基带tx包络与三次谐波包络之间的非线性。在一些实施例中，使用分段线性函数在lut中完成该非线性amam关系的建模。例如，lut906(在图9中示出)的实施例可以实施k次谐波amam关系的映射。虽然基带tx包络和三次谐波干扰包络的幅度是tx功率的函数，但是三次谐波amam映射在不同的tx功率下保持相同。图14为图示针对实施例etpa传输路径的三次谐波amam关系的图。图14中的外部较暗的点为测量的三次谐波干扰包络。内部较浅的点为测量的三次谐波干扰包络的平滑版本。分段平滑花键插值用于求得实施例三次谐波干扰包络模型，如图14中的实线所表示。在其它实施例中，其它插值技术可以用于求得k次谐波干扰包络模型。图15示出了虚线框内的图14中一部分的放大视图。图15中的外部较暗的点表示测量的数据。内部较浅的点为平滑测量的数据，用来减少离群点效应。菱形标记为分段非线性估计。实施例三次谐波包络模型，如虚线所表示，产生于由菱形标记形成的曲线的分段平滑花键插值。在一些实施例中，图14和图15中的etpa干扰包络模型用于映射amam关系，以进行干扰抑制。例如，当用于实时三次谐波抑制时，lut906(在图9中示出)的实施例可以存储根据由图14和图15中的etpa干扰包络模型映射的amam关系确定的值。使用lut的实施例抑制系统可能能够有效地减少由etpa传输路径生成的干扰。更一般地，在各种实施例中，由amam分段平滑花键插值或者另一合适的插值技术生成的k次谐波干扰包络模型可以用于有效地减少这种干扰，并且可以存储在lut中等。图16为图示针对实施例ab类传输路径的三次谐波amam关系的图。图16中的外部较暗的点为测量的三次谐波干扰包络。内部较浅的点为测量的三次谐波干扰包络的平滑版本。分段平滑花键插值用于查找实施例三次谐波干扰包络模型，由图16中的实线表示。在其它实施例中，其它插值技术可以用于查找k次谐波干扰包络模型。在一些实施例中，图16中的这种ab类干扰包络模型用于映射amam关系，以进行干扰抑制。例如，当用于实时三次谐波抑制时，lut906(在图9示出)的实施例可以存储根据由图16中的tx包络模型映射的amam关系确定的值。使用lut906的实施例抑制系统可能能够有效地减少由于ab类放大器产生的高度非线性干扰。更一般地，在各种实施例中，由amam分段平滑花键插值或者另一合适的插值技术生成的k次谐波干扰包络模型可以用于有效地减少由于ab类放大器产生的高度非线性干扰，并且可以存储在lut中等。图17示出了实施例干扰抑制系统900b，其为图9中的实施例抑制系统900a的备选。系统900b可以使用一个或多个处理器(例如图29中的处理器604)和/或其它ic芯片执行的程序和/或指令来实施，其它ic芯片包括通用处理器/微处理器、dsp、asic、fpga或另一可编程逻辑设备、分立门或晶体管逻辑设备，或者分立硬件组件。在各种实施例中，相对于图6至图8中的复合多项式技术，使用包络/相位映射系统，例如系统900a或系统900b，来执行dpd和谐波干扰抑制不需要选择合适的核，并且功耗更低、计算复杂度更低、成本更低(硅面积效率更好)、抑制性能更佳。系统900b与系统900a的不同之处在于系统900b包括具有替代线性谐波相位估计器902b的替代干扰建模级901b。相位估计器902b不接收tx基带信号的i和q分量，而是接收cordic907将这些i和q分量从直角形式转换为极化形式所得的tx基带相位∠φtxbb。图18a示出了具有零m次乘法的实施例k次谐波相位估计器1800a。相位估计器1800a可以用作图17中的线性谐波相位估计器902b，导致图17中的干扰建模级901b总共只进行2m次乘法。相位估计器1800a包括加法器1802、乘法器1804、减法器1810和相位调整链1803。相位调整链1803包括k–1个相同的串联相位调整级18051至1805k-1，每个相位调整级包括比较器1806、减法器1808和开关1812。相位估计器1800a考虑通过执行任何必要的相位范围调整来防止相位失真来将相位定义在范围[0°，360°)内。相位估计器902b接收tx基带相位∠φtxbb，加法器1802将该相位∠φtxbb加上180°。然后，将加法器1802的输出相位提供给乘法器1804，该乘法器将该相位乘以谐波阶数k。然后，提供乘法器1804的输出作为相位调整级18051的输入，该相位调整级根据需要调整相位并且提供其输出作为链1803中的下一相位调整级的输入，该下一相位调整级根据需要调整相位并且提供其输出作为链1803中的下一相位调整级的输入，以此类推，直到相位根据需要进行调整并且从链183中的最后一个相位调整级1805k-1输出。在相位调整级18051至1805k-1中的每个相位调整级中，将相位调整级的输入提供给比较器1806、减法器1808和开关1812。减法器1808将该输入减去180°以提供降低的相位。开关1812从比较器1806接收选择控制信号，该比较器将相位调整级的输入信号与360°进行比较。如果相位调整级的输入信号小于360°，则开关1812仅传递该输入信号作为相应相位调整级的输出。在链1803根据需要调整相位之后，减法器1810从相位调整链1803接收输出。减法器1810将该相位链输出减去180°，以提供k次谐波tx相位估计∠φk作为相位估计器902b的输出。图18b示出了具有零m次乘法的替代实施例k次谐波相位估计器1800b。相位估计器1800b通过相位调整级18071至1807k-1替换图18a中的相位调谐级18051至1805k-1。相位调整级18071至1807k-1与相位调整级18051至1805k-1的不同之处仅在于使用加法器1809替换减法器1808，该减法器加上–360°，而不是减去360°。图19示出了可以用作图17中的线性谐波相位估计器902b的实施例二次和三次谐波相位估计系统1900。系统1900包括相位估计器1901，其能够使用零次复数乘法来确定二次或三次谐波tx相位估计。二次谐波tx相位估计可以用于减少由于频带3和频带8载波聚合等产生的干扰，而三次谐波tx相位估计可以用于减少由于频带4rx和频带17tx载波聚合等产生的干扰。相位估计器1901与图18a中的相位估计器1800a相同，除了使用相位调整块1903替换相位调整链1803。相位调整块1903包括相位调整级18053_1、18053_2和18052_1，其中每个相位调整级与图18a中的相位调整级18051相同。在替代实施例中，相位调整级18053_1、18053_2和18052_1中的每个相位调整级与图18b中的相位调整级18071相同。再次参考图19，将乘法器1804的输出提供给相位调整块1903的三次谐波分支，该分支由串联的级18053_1和18053_2组成。还将乘法器1804的输出提供给相位调整级18052_1，该相位调整级构成块1903的二次谐波分支。相位调整块1903还包括开关1904，该开关将其输出提供给减法器1810。开关1904在相位调整级18053_2的输出和相位调整级18052_1的输出之间切换其输出，这取决于系统1900中的控制级1902提供的选择信号的值。该控制级1902还选择谐波阶数的值为k＝2或k＝3，并将该值提供给乘法器1804。该谐波阶数是与系统1900中tx基带相位∠φtxbb相乘的倍数。图20示出了可以在没有任何乘法运算的情况下用于实施图18a、图18b和图19中的乘法器1804的实施例组合加法器-移位器2002。如果图17中的线性谐波相位估计器902b使用图19中的相位估计系统1900和图20中的加法器-移位器2002来实施，则需要零次复数乘法来提供二次或三次谐波tx相位估计，导致图17中的干扰建模级901b总共只进行2m次乘法。再次参考图20，加法器-移位器2002包括：二次谐波路径，包括移位寄存器2008；以及三次谐波路径，包括该移位寄存器2008和加法器2006。将调整180°后的tx基带相位(∠φtxbb+180°)提供给移位寄存器2008和加法器2006。移位寄存器2008将调整180°后的tx基带相位向左移动一位，相当于使该相位的双倍。将移位寄存器2008的双倍相位输出提供给加法器2006并且作为包含在加法器-移位器2002中的开关2004的第一输入信号。加法器2006将其双倍相位加上调整180°后的tx基带相位以生成三倍相位输出，并提供为开关2004的第二输入信号。控制器1902将选择信号提供给开关2004，使得开关2004输出谐波阶数为k＝2的双倍相位信号或者谐波阶数k＝3的三倍相位信号。图21为图示在没有任何乘法运算的情况下实施线性谐波相位估计器902b作为三次谐波相位估计器的实施例方法的流程图。在步骤2102处，将tx基带相位∠φtxbb加上180°。在步骤2104处，使调整180°后的tx基带相位增至三倍以获得未调整的相位估计，然后，流程继续到步骤2106。通过左移相位的初始值一次，然后加上该初始值一次来使该相位增至三倍。在各种实施例中，将相位乘以k可以通过左移相位的初始值|log2k|次，然后再加上该初始值(k–2^|log2k|)来实现。再次参考图21，在步骤2106处，将步骤2104得到的未调整的相位估计与360°进行比较。如果未调整的相位估计小于360°，流程继续到步骤2110，否则，流程继续到步骤2108。在步骤2108处，将未调整的相位估计减去360°，流程返回到步骤2106。如果步骤2108得到的相位估计小于360°，在步骤2110处，将该相位估计减少180°，以得到三次谐波tx相位估计∠φ3。图22示出了可以用作图9中的线性谐波相位估计器902a的实施例三次谐波相位估计器2200。将tx基带信号的i和q分量提供给方块2202，该方块通过执行两次复数乘法使这些分量信号自乘二次，从而需要6m次实数乘法。然后，cordic2204将自乘二次的分量信号从直角形式转换为极化形式，以提供三次谐波tx相位估计∠φ3。当相位估计器2200用作图9中的线性谐波相位估计器902a时，干扰建模级901a共有8m次实数乘法。图23示出了使用包络/相位映射技术来减少三次谐波干扰的实施例方法的流程图。该方法开始于步骤2352，其中，使用大于4的过采样速率对tx基带信号进行采样并且在同步于tx基带信号的rx路径上捕获三次谐波干扰。然后，流程继续到步骤2354，其中，在amam关系中将三次谐波干扰包络e3映射到tx基带包络etxbb，计算三次谐波相移，并且在ampm关系中将三次谐波相移映射到tx基带包络etxbb。将三次谐波相移δφ3计算为δφ3＝[(三次谐波干扰相位)–[3×(∠φtxbb)]]。然后，流程继续到步骤2356，其中，按照tx基带包络etxbb从小到大的顺序对干扰包络e3和干扰相移δφ3进行排序，排序后的数据通过滑动平均滤波器进行平滑处理。然后，流程继续到步骤2357，其中，对于amam数据和ampm数据中的每个数据，平滑处理后的数据等分为max(etxbb)与min(etxbb)之间的对应区间，并且分段非线性估计确定为每个区间内平滑处理后的数据的平均值集合。然后，流程继续到步骤2358，其中，将平滑花键插值应用到amam和ampm分段非线性估计以获得三次谐波干扰amam和ampm模型。然后，流程继续到步骤2360，其中，使用amam模型从tx基带包络中实时估计三次谐波干扰包络，使用ampm模型从tx基带包络中实时估计三次谐波相移，并且将rx基带信号实时减去该干扰估计。图24为图示时间上的测量的三次谐波干扰、通过amam和ampm映射使用实施例分段平滑花键模型的建模干扰以及使用示例性五阶复合多项式模型的建模干扰的图。相同tx基带信号用于生成所有三条曲线。所测量的干扰通过etpa传输路径来进行测量。相比于etpa传输路径和ab类传输路径中每个的测量三次谐波干扰，针对包括图24中的两个干扰模型的各种干扰模型计算模型拟合百分比。根据等式7计算模型拟合百分比，其中，y是测量的三次谐波干扰信号，是相同tx基带输入的相应建模的干扰信号：下表1显示包括图2中的实施例amam/ampm分段平滑花键模型和图24中的示例性五阶复合多项式模型的干扰模型的模型拟合百分比。还示出了示例性三阶、七阶、九阶和十一阶复合多项式干扰模型的模型拟合百分比，其中：表1模型拟合百分比相比于etpa传输路径的测量的三次谐波干扰，实施例amam/ampm分段平滑花键模型展示了99.23％的最佳模型拟合百分比。图25为图示该测量的三次谐波干扰在时间上的包络以及将该包络与表1所示的每个干扰模型预测的相应包络进行比较的图。图26为图示该测量的三次谐波干扰在时间上的相位以及将该相位与表1所示的每个干扰模型预测的相应相位进行比较的图。图27为图示以下内容中的每个在频率上的相应归一化功率曲线的图：(1)使用从分段平滑花键模型生成的连续amam/mpm映射的实施例方法，(2)使用五阶复合多项式干扰模型的实施例方法，以及(3)使用etpa传输路径生成的测量三次谐波干扰。相同tx基带信号用于生成所有这三条曲线。如图27所见，预测实施例amam/ampm的抑制性能相对于复合多项式方法提高了1.9db以上。图28为使用从分段平滑花键模型中生成的连续amam/ampm映射的实施例方法以及使用三阶、五阶、七阶、九阶、和十一阶复合多项式干扰模型的示例性方法中的每个示例性方法的预测抑制性能的柱形图。如图28所见，最佳执行复合多项式模型为五阶模型，只将三次谐波干扰减少了19.96db。高阶复合多项式并不提高干扰抑制性能。相比之下，预测实施例amam/ampm模型相对于测量的三次谐波干扰而得到21.87db干扰抑制的最佳抑制性能，然而，对于该实施例模型，不需要受限于模型阶数选择。图29示出了执行本文所描述的方法的实施例处理系统600的框图，该处理系统可以安装在主机设备中。如图所示，处理系统600包括处理器604、存储器606和接口610至614，它们可以(或可以不)如图29所示排列。处理器604可以是用于执行计算和/或其它处理相关任务的任何组件或组件集合，存储器606可以是用于存储程序和/或指令以由处理器604执行的任何组件或组件集合。在一实施例中，存储器606包括非瞬时性计算机可读介质。所述程序包括在第一时间内对基带传输信号(传输信号的基带)进行采样以获得基带传输样本的指令。所述基带传输样本包括基带传输相位样本和基带传输包络样本。所述程序还包括在所述第一时间内对由所述传输信号的谐波生成的干扰信号进行采样以获得所述基带传输样本对应的干扰样本的指令。所述干扰样本包括干扰相位样本和干扰包络样本。所述程序还包括根据所述干扰相位样本和所述基带传输相位样本来计算所述基带传输包络样本对应的相移值的指令。所述程序还包括根据所述相移值和所述基带传输包络样本来应用第一插值，以确定所述传输基带包络映射到所述相移的第一关系的指令。接口610、612、614可以是允许处理系统600与其它设备/组件和/或用户通信的任何组件或组件集合。例如，接口610、612、614中的一个或多个接口可以用于将来自处理器604的数据消息、控制消息或管理消息传送给安装在主机设备和/或远程设备上的应用程序。再例如，接口610、612、614中的一个或多个可以用于允许用户或用户设备(例如个人计算机(personalcomputer，pc)等)与处理系统600进行交互/通信。处理系统600可以包括未在图29中描绘的其它组件，例如长期存储器(例如非易失性存储器等)。在一些实施例中，处理系统600包含在正在访问电信网络或是电信网络的一部分的网络设备内。在一个示例中，处理系统600位于无线或有线电信网络中的网络侧设备内，网络侧设备包括基站、中继站、调度器、控制器、网关、路由器、应用服务器或电信网络中的任何其它设备。在其它实施例中，处理系统600位于接入无线或有线电信网络的用户侧设备中，用户侧设备包括移动台、用户设备(userequipment，ue)、个人计算机(personalcomputer，pc)、平板电脑、可穿戴通信设备(例如智能手表等)或用于接入电信网络的任何其它设备。在一些实施例中，接口610、612、614中的一个或多个接口将处理系统600连接到用于通过电信网络传输和接收信令的收发器(例如图1中的收发器700)。应了解到，本文提供的实施例方法的一个或多个步骤可以由对应单元或模块执行。例如，信号可以由传输单元或传输模块生成。信号可以由接收单元或接收模块接收。信号可以由处理单元或处理模块处理。其它步骤可以由计算单元/模块、估计单元/模块、确定单元/模块、生成单元/模块、获得单元/模块、加法单元/模块、减法单元/模块、采样单元/模块、内插单元/模块、排序单元/模块、划分单元/模块、滤波单元/模块、相位设置单元/模块，和/或左移单元/模块执行。各个单元可以是硬件、软件或其组合。例如，单元/模块中的一个或多个可以是集成电路，例如fpga或asic。本发明的说明性实施例使用amam映射和ampm映射来建模干扰，以提供减少谐波tx至rx干扰同时需要少量乘法运算和消耗低功率的优点。相对于复合多项式干扰建模，本发明一实施例提供了避免选择模型阶数的优点，即，如果模数阶数没有正确地拟合，会削弱干扰抑制性能。本发明一实施例使用lut，提供了高度灵活芯片组设计的优点。还提供了本发明以下其它示例实施例。根据本发明的第一示例实施例，提供了一种操作收发器的方法。所述方法包括：所述收发器生成第一信号，所述第一信号包括从所述收发器的传输路径泄漏到接收路径的干扰信号的估计。生成所述第一信号包括获得基带传输信号，所述基带传输信号包括经由所述传输路径传输的传输信号的基带。生成所述第一信号还包括计算谐波相位，所述谐波相位包括所述基带传输信号的谐波的相位。生成所述第一信号还包括根据所述基带传输信号的包络来估计相移。生成所述第一信号还包括根据所述估计的相移和所述计算出的谐波相位来确定所述第一信号的相位，使得经由所述接收路径接收的接收信号的干扰根据所述第一信号减少。此外，上述第一示例实施例可以实施为包括以下额外特征中的一个或多个特征。还可以实施所述方法，使得进一步根据所述基带传输信号的所述包络映射到所述相移的第一关系来估计所述相移。还可以实施所述方法，使得所述方法还包括：所述收发器通过传输频带来传输所述传输信号，以及所述收发器在所述传输期间从接收频带接收所述接收信号，其中，所述接收信号包括所述干扰信号。在一些此类实施方式中，所述方法还包括所述收发器将所述接收信号的接收频带减去所述第一信号。还可以实施所述方法，使得生成所述第一信号还包括根据所述基带传输信号的所述包络以及根据所述基带传输信号的所述包络映射到所述干扰信号的包络的第二关系来确定所述第一信号的包络。还可以实施所述方法，使得传输所述传输信号包括使用ab类功率放大器来放大所述传输信号。还可以实施所述方法，使得估计所述相移包括：根据所述基带传输信号的所述包络来检索第一映射值，以及根据所述第一映射值通过应用第一插值来估计所述相移。还可以实施所述方法，使得确定所述第一信号的所述包络包括根据所述基带传输信号的所述包络来检索第二映射值。在一些此类实施方式中，确定所述第一信号的所述包络还包括根据所述第二映射值来应用所述第一插值。还可以实施所述方法，使得：所述第一插值包括线性插值，所述第一映射值存储在第一lut中，以及所述第二映射值存储在第二lut中。在一些此类实施方式中，检索所述第一映射值包括从所述第一lut中检索所述第一映射值，以及检索所述第二映射值包括从所述第二lut中检索所述第二映射值。所述方法还可以实施以还包括：对多个基带传输相位值和多个基带传输包络值对应的多个干扰相位值进行采样，以及对所述多个基带传输包络值对应的多个干扰包络值进行采样。在一些此类实施方式中，所述方法还包括：根据所述干扰相位值和所述基带传输相位值来计算所述多个基带传输包络值对应的多个相移值，以及根据所述相移值和所述基带传输包络值来应用第二插值，以确定所述第一关系。在一些此类实施方式中，所述方法还包括：根据所述干扰包络值和所述多个基带传输包络值来应用所述第二插值，以确定所述第二关系。还可以实施所述方法，使得计算所述多个相移值包括：根据所述基带传输相位值来计算所述多个基带传输包络值对应的所述谐波相位的值。在一些此类实施方式中，所述多个相移值根据所述干扰相位值和所述谐波相位值来计算。还可以实施所述方法，使得应用所述第二插值以确定所述第一关系包括：将所述相移值排序，将滑动平均滤波器应用到所述排序的相移值，根据所述多个基带传输包络值将所述排序的相移值划分为区间，根据所述排序的相移值来计算分段非线性估计，以及将平滑花键插值应用到所述排序的相移值。在一些此类实施方式中，应用所述第二插值以确定所述第二关系包括：将所述干扰包络值排序，将滑动平均滤波器应用到所述排序的干扰包络值，根据所述多个基带传输包络值将所述排序的干扰包络值划分为区间，根据所述排序的干扰包络值来计算分段非线性估计，以及将平滑花键插值应用到所述排序的干扰包络值。还可以实施所述方法，使得计算所述谐波相位包括将第二相位设为等于所述基带传输信号的相位的第k个倍数，其中，k为大于1的正整数。还可以实施所述方法，使得计算所述谐波相位还包括迭代将所述第二相位减去360度，直到所述第二相位小于360度。还可以实施所述方法，使得：将所述第二相位设为等于所述第k个倍数包括：将所述第二相位设为等于所述谐波相位和180度之和，将所述第二相位左移l次，以及将所述谐波相位加上所述左移的第二相位m次。在一些此类实施方式中，将所述第二相位设为等于所述第k个倍数还包括：迭代将所述第二相位减去360度，直到所述第二相位小于360度，以及在所述第二相位小于360度之后，将所述第二相位减去180度。在一些此类实施方式中，l为k的以2为底的对数的最大整数，以及m为k与2升l次幂之差。根据本发明的第二示例实施例，提供了一种收发器。所述收发器包括至少一个天线。所述收发器还包括：传输路径，包括耦合到所述至少一个天线的第一输出端。所述收发器还包括：接收路径，耦合到所述至少一个天线和所述传输路径。当传输信号经由所述传输路径传输并且接收信号经由所述接收路径接收时，干扰从所述传输信号泄漏到所述接收信号。所述收发器还包括：查找级，耦合到所述传输路径的基带输出端。所述查找级包括存储器和集成电路中的至少一个。所述收发器还包括：加法器，耦合于所述查找级的输出端与所述接收路径的第二输入端之间。所述查找级用于将多个基带传输包络值映射到多个相移值。所述加法器包括：输入端，用于接收所述基带传输信号的估计谐波。所述基带传输信号包括所述传输信号的基带。此外，上述第二示例实施例可以实施为包括以下额外特征中的一个或多个。所述收发器还可以实施为还包括线性谐波相位估计器。在一些此类实施方式中，所述线性谐波相位估计器包括：输入端，耦合到所述传输路径的所述基带输出端；输出端，耦合所述加法器的所述输入端；以及移位寄存器和处理电路中的至少一个。在一些此类实施方式中，所述处理电路包括处理器和存储由所述处理器执行的程序的非瞬时性计算机可读介质。所述收发器还可以实施为还包括：第二查找级，耦合到所述传输路径的所述基带输出端，其中，所述第二查找级包括存储器和集成电路中的至少一个，所述第二查找级用于将多个基带包络值映射到多个干扰包络值。所述收发器还可以实施为还包括：加法器-减法器电路，耦合到所述加法器的输出端和所述接收路径的输出端。所述收发器还可以实施为还包括cordic。在一些此类实施方式中，所述cordic包括：相位输入端，耦合到所述加法器的所述输出端；以及包络输入端，耦合到所述第二查找级的输出端。在一些此类实施方式中，所述cordic还包括：i输出端，耦合到所述加法器-减法器电路；以及q输出端，耦合到所述加法器-减法器电路，其中，所述接收路径的所述输出端包括i接收输出端和q接收输出端。所述收发器还可以实施为还包括：复杂arma滤波器，耦合于所述cordic的所述i输出端与所述加法器-减法器电路以及所述cordic的所述q输出端与所述加法器-减法器电路之间。还可以实施所述收发器，使得所述线性谐波相位估计器包括所述处理电路，所述程序包括通过将所述基带传输信号的相位乘以数字k来估计所述传输信号的k次谐波的指令，所述数字k为大于1的正整数，以及所述传输信号的所述谐波包括所述传输信号的k次谐波。还可以实施所述收发器，使得所述线性谐波相位估计器包括所述移位寄存器、第二加法器，以及k–1个相位调整级，每个相位调整级包括比较器和开关。在一些这种实施方式中，k为大于1的正整数，以及所述线性谐波相位估计器用于估计所述传输信号的k次谐波。还可以实施所述收发器，使得所述传输路径还包括ab类放大器。根据本发明的第三示例实施例，提供了一种干扰建模系统。所述干扰建模系统包括处理器和存储由所述处理器执行的程序的非易失性计算机可读介质。所述程序包括在第一时间内对包括传输信号的基带的基带传输信号进行采样以获得基带传输样本的指令。所述基带传输样本包括基带传输相位样本和基带传输包络样本。所述程序还包括在所述第一时间内对由所述传输信号的谐波生成的干扰信号进行采样以获得所述基带传输样本对应的干扰样本的指令。所述干扰样本包括干扰相位样本和干扰包络样本。所述程序还包括根据所述干扰相位样本和所述基带传输相位样本来计算所述基带传输包络样本对应的相移值的指令。所述程序还包括根据所述相移值和所述基带传输包络样本来应用第一插值，以确定所述传输基带包络映射到所述相移的第一关系的指令。此外，上述第三示例实施例可以实施为包括以下其它特征中的一个或多个特征。还可以实施所述系统，使得所述程序还包括根据所述干扰包络样本和所述基带传输包络样本来应用所述第一插值，以确定第二关系的指令。在一些此类实施方式中，所述第二关系将所述基带传输包络映射到所述干扰包络。还可以实施所述系统，使得所述计算所述相移值的指令包括根据所述基带传输相位样本来计算所述基带传输信号的谐波信号的第一相位值的指令。在一些此类实施方式中，所述计算所述相移值的指令包括根据所述干扰相位样本和所述基带传输信号的所述谐波信号的所述第一相位值来计算所述相移值的指令。还可以实施所述系统，使得所述应用所述第一插值以确定所述第一关系的指令包括执行以下操作的指令：将所述相移值排序，将滑动平均滤波器应用到所述排序的相移值，根据所述基带传输包络样本将所述排序的相移值划分为区间，根据所述排序的相移值来计算分段非线性估计，以及将平滑花键插值应用到所述排序的相移值。在一些此类实施方式中，所述应用所述第二插值以确定所述第二关系的指令包括执行以下操作的指令：将所述干扰包络样本排序，将滑动平均滤波器应用到所述排序的干扰包络样本，根据所述基带传输包络样本将所述排序的干扰包络样本划分为区间，根据所述排序的干扰包络样本来计算分段非线性估计，以及将平滑花键插值应用到所述排序的干扰包络样本。还可以实施所述系统，使得所述程序还包括执行以下操作的指令：在第二时间内对所述基带传输信号进行采样以获得第二基带传输样本，所述第二基带传输样本包括第二基带传输相位样本和第二基带传输包络样本。在一些此类实施方式中，所述程序还包括在所述第二时间内对由所述传输信号的谐波生成的干扰信号进行采样以获得所述第二基带传输样本对应的第二干扰样本。在一些此类实施方式中，所述程序还包括执行以下操作的指令：根据所述第二基带传输相位样本来计算所述基带传输信号的谐波的第二相位值，以及根据所述第二基带传输包络样本以及根据所述第一关系来估计第二相位值。在一些此类实施方式中，所述程序还包括执行以下操作的指令：根据所述第二相移值和所述基带传输信号的所述谐波的所述第二相位值来确定干扰相位估计，以及根据所述第二基带传输包络样本以及根据所述第二关系来确定干扰包络估计。还可以实施所述系统，使得所述程序还包括执行以下操作的指令：通过传输频带来传输所述传输信号，以及在所述传输期间从接收频带接收一个接收信号，其中，所述第一信号包括所述干扰信号。在一些此类实施方式中，所述程序还包括执行以下操作的指令：根据所述干扰包络估计和所述干扰相位估计来生成干扰估计，以及将所述接收信号的接收基带减去所述干扰估计。虽然已参考说明性实施例描述了本发明，但此描述并不意图限制本发明。所属领域的技术人员在参考该描述后，将会明白说明性实施例的各种修改和组合，以及本发明其它实施例。因此，所附权利要求书意图涵盖任何此类修改或实施例。当前第1页12当前第1页12