NFC卡仿真模式的异步传输的制作方法

本发明涉及一种用于近场通信(Near Field Communication，NFC)系统中的异步通信技术的方法和系统。具体而言，本发明涉及一种用于产生与从NFC读取器接收的时钟频率接近的时钟频率的方法和系统以供在NFC系统中的异步通信技术中使用。

现有技术总结

近场通信(Near Field Communication，NFC)实现了两个设备之间的非接触式短距离通信，通常需要4cm或以下的距离来发起连接。完成这种连接的速度能够比蓝牙或WiFi等其它通信技术快。用户只需要让两个支持NFC的设备更靠近，数据就可以自动传送。NFC的一些应用包括信用卡支付、内容共享、快速配对等。

一般而言，NFC设备在标签或卡仿真模式下工作时，需要非常低的功率或不需要功率来进行传输。NFC标签/卡设备首先将从NFC读取器设备检测RF磁场。磁场能量用于为NFC标签/卡设备中的负载组件供电并通过无源负载调制(passive load modulation，PLM)传送数据。这里的术语“无源”是因为NFC标签/卡设备无需使用其自身的能量进行传输。因此，当NFC标签/卡设备实施在任何手机或平板电脑中时，其在电池没电时仍然工作并且不影响设备电池消耗。

虽然无源负载调制具有良好的优势，但是也有缺点。NFC标签/卡设备能够承受的磁场量受到两个NFC设备之间的天线耦合的限制。在使用较小的天线时或两个NFC设备相隔更远时，天线耦合性能会下降。

另一NFC标签/卡仿真技术是有源负载调制(Active Load Modulation，ALM)。该技术越来越受欢迎，这是因为人们对将NFC技术集成到手机或平板电脑中存在强烈的兴趣。手机或平板电脑有它们自己的电池电源，因此，在负载调制中，NFC标签/卡设备将能够利用它们自己的电池电源产生磁场。ALM模式更适用于在设备中实施较小的天线并且具有比PLM模式好的性能。然而，对于PLM和ALM模式两者，通常都需要时钟恢复来确保NFC设备之间的同步传输。

US 8934836 B2中公开了一种使用模拟锁相环(phase-locked loop，PLL)来控制ALM的已知NFC。图1所示为US 8934836 B2中公开的两个设备之间的NFC的电路设计。

NFC设备2在模拟模块中包括时钟恢复过程200以从NFC设备1磁场恢复时钟f_R1。PLL用于接收恢复时钟和参考时钟之一，并利用收到的时钟来控制数字接收器模块和数字发射器模块两处的有源负载调制。还使用驱动程序来调整通过天线的电压的幅度。因为时钟恢复过程能够从NFC设备1磁场恢复时钟f_R1，所以来自NFC设备2的传输信号时钟可以与f_R1完全相同。因此，NFC设备1将从NFC设备2接收有源负载调制信号作为常规标签无源负载调制信号。

但是，US 8934836 B2需要一种复杂的模拟RF前端，其使用时钟恢复过程200来恢复时钟f_R1，然后使用f_R1来控制ALM接收和传输。此外，时钟恢复过程200和磁场生成可能需要强制使模拟PLL处于开环状态，这在实践中很难实施。组合芯片组实施需要模拟RF前端更简单或不那么复杂，其中模拟RF前端的大小可能有限制。

鉴于上述情况，本领域技术人员正力争改进当前NFC的时钟恢复过程。

技术实现要素：

根据本发明的实施例提供的系统和方法解决了上述和其它问题并在本领域内取得进步。根据本发明的系统和方法的实施例的第一优势在于，模拟模块中不存在复杂的模拟时钟恢复，因为在不同时钟处采用异步传输。根据本发明的系统和方法的实施例的第二优势在于，NFC读取器/轮询设备无需执行任何时钟偏移调整来接收在不同时钟频率产生的NFC标签/卡设备信号。

上述优势通过根据本发明的通过以下方式操作的系统和方法的实施例来提供。

根据本发明的实施例，提供了一种在异步NFC卡仿真模式传输中使用的NFC卡的方法。所述方法包括：估计NFC读取器的载波频率与所述NFC卡的载波频率之间的载波频率偏移，基于所述估计的载波频率偏移调整NFC卡仿真模式发射器处的所述基带样本输出的数字基带采样以获得调整后的基带样本输出，以及基于所述调整后的基带样本输出调制RF发射器。

根据本发明的实施例，所述估计载波频率偏移的步骤在从所述NFC读取器检测到射频(radio frequency，RF)磁场后触发。

根据本发明的实施例，所述估计载波频率偏移的步骤通过以下方式提供。所述方法从所述NFC卡的模数转换器(Analogue to Digital Converter，ADC)获得输入信号的多个样本的同相分量(I)和正交相位分量(Q)。然后使用以下表达式计算每个样本的相位：tan^-1(Q/I)。随后，计算所述输入信号的多个相邻样本之间的相位差。然后将这些相位差平均以获得所述估计的载波频率偏移，所述估计的载波频率偏移转而存储在存储器上。

根据本发明的实施例，所述从所述模数转换器(Analogue to Digital Converter，ADC)获得所述信号的一组同相分量(I)和正交相位分量(Q)的步骤通过以下方式提供。将中频输入信号下变频为零频复信号。随后，使用低通滤波器对复信号中的谐波分量进行滤波。中频输入信号下变频到零频复信号通过以下方式进行：将所述输入信号乘以cos(2πfc/fs n)以得到同相分量(I)以及将所述输入信号乘以sin(2πfc/fs n)以得到正交相位分量(Q)，其中fc是所述载波频率，fs是ADC采样频率，n是样本数。

根据本发明的实施例，所述基于所述估计的载波频率偏移调整所述NFC卡仿真模式发射器处的所述基带样本输出的数字基带采样的步骤可通过以下方式提供。从子载波发生器接收输入样本流。收到所述输入样本流后，将变量n、k和Acc重置为0。从所述存储器获取所述估计的CFO并将所述估计的CFO的绝对值加到Acc中。如果Acc小于所述NFC卡的输入采样频率，那么所述方法使用以下表达式输出所述输入样本流：output[k]＝input[n]，其中，output[k]是参照k的输出样本，input[n]是参照n的输入样本。如果还有输入样本流，那么所述方法将n和k加1，并从所述将所述估计的CFO的绝对值加到Acc中的步骤开始重复。如果Acc大于所述NFC卡的所述输入采样频率，那么所述方法确定所述估计的CFO是否大于0。如果所述估计的CFO大于0，那么所述方法增加一个样本并从Acc扣除所述输入采样频率。所述方法通过将n加1来增加一个样本，并使用以下表达式输出所述输入样本：output[k]＝input[n]。如果所述估计的CFO小于0，那么所述方法跳过一个样本并从Acc扣除所述输入采样频率。所述方法通过将n加1来跳过一个样本，并使用以下表达式输出所述输入样本：output[k]＝input[n]。

根据本发明的实施例，所述基于所述估计的载波频率偏移调整所述NFC卡仿真模式发射器处的所述基带样本输出的数字基带采样的步骤可通过以下方式提供。从编码器接收输入样本流。从编码器收到所述输入样本流后，所述方法将Acc设置为0并从所述存储器获取所述估计的CFO。将所述估计的CFO的绝对值加到Acc中。如果Acc小于数据速率，那么所述方法确定每个已编码比特的样本数N，N等于每个信息比特的样本数Bit_Len，其中所述数据速率等于采样频率除以Bit_Len。如果Acc大于所述数据速率，那么所述方法从Acc扣除所述数据速率并确定所述估计的CFO是否大于0。如果所述估计的CFO大于零，那么所述方法确定N等于Bit_Len+1。如果所述估计的CFO小于0，那么所述方法确定N等于Bit_Len-1。然后基于N的值生成持续1比特的数字基带样本。如果再有输入样本流，那么从所述将所述估计的CFO的绝对值加到Acc中的步骤开始重复。

根据本发明的实施例，提供了一种具有时钟频率偏移(clock frequency offset，CFO)估计模块、样本调整模块和模拟传输模块的NFC卡来执行上文描述的方法。

附图说明

在以下详细描述中描述并在以下图式中示出根据本发明的以上优点和特征：

图1示出了两个设备之间的NFC的已知电路设计；

图2示出了根据本发明一实施例的两个NFC设备之间的异步传输的概览；

图3示出了根据本发明一实施例的卡仿真模式下的一个NFC设备在从另一NFC设备检测到载波信号后执行的处理流程的概览；

图4示出了根据本发明一实施例的异步传输中的NFC设备的数字基带的方框图；

图5示出了根据本发明一实施例的异步卡仿真模式中的NFC设备处的接收器处理时间线；

图6示出了根据本发明一实施例的CFO估计模块执行的处理流程；

图7示出了根据本发明一实施例的数字接收模块的方框图；

图8示出了根据本发明一实施例的CFO校正模块的一实施例；

图9示出了根据本发明一实施例的用于DBB控制的样本调整的数字传输模块的方框图；

图10示出了根据本发明一实施例的图9所示传输模式处的DBB控制的样本调整的算法的过程；

图11示出了根据本发明一实施例的图12所示传输模式处的MAC控制的样本调整的算法的过程；

图12示出了根据本发明一实施例的用于MAC控制的样本调整的数字传输模块的方框图。

具体实施方式

本发明涉及一种用于近场通信(Near Field Communication，NFC)系统中的异步通信技术的方法和系统。具体而言，本发明涉及一种用于产生与从NFC读取器接收的时钟频率接近的时钟频率的方法和系统以供在NFC系统中的异步通信技术中使用。

在NFC标签/卡设备中引入时钟偏移调整来进行NFC传输。这与蜂窝通信、WiFi或蓝牙通信等传统通信系统不同，在传统通信系统中，传输时不执行时钟偏移调整，时钟偏移通常在接收器处进行处理。

在传统NFC PLM通信中，NFC标签/卡设备从NFC读取器/轮询设备磁场恢复时钟，并使用这个恢复的时钟向NFC读取器/轮询设备传输响应帧。因此，根据相等时钟频率的性质，NFC读取器/轮询设备在接收响应帧时不执行任何时钟调整。

通过使用本地电源，NFC标签/卡设备可采用ALM通信。然而，NFC读取器/轮询设备不知道NFC标签/卡设备是处于PLM模式还是ALM模式。此外，NFC读取器/轮询设备在接收响应帧时不执行任何时钟调整。因此，ALM模式处的NFC标签/卡设备传输应确保所传输信号的时钟与NFC读取器/轮询设备时钟同步(频率和相位两者)。

在US 8934836 B2中，NFC标签/卡设备传输在模拟模块中采用时钟恢复过程以确保所传输信号的时钟与NFC读取器/轮询设备时钟匹配。在本发明中，引入了一种基于样本的低复杂度方法来补偿NFC标签/卡设备与NFC读取器/轮询设备之间的载波频率偏移，无需模拟时钟恢复过程。

NFC标签/卡仿真模式的异步通信所需的过程将在下文描述。

图2示出了两个NFC设备之间的异步传输的概览。NFC设备1 100是NFC协议中的时钟频率为f_R1的典型读取器或轮询设备。这意味着NFC设备1 100产生的磁场是f_R1。NFC设备2 120是ALM模式下的NFC标签/卡或监听设备。NFC设备2 120采用本地时钟发生器123来产生时钟频率f_R2，并将该时钟提供给数字接收器模块121和数字传输模块122，其中f_R2可与f_R1不同。本地时钟发生器123用作包括数字RX模块和TX模块在内的所有NFC卡数字模块中的参考时钟。

因为f_R2未必与f_R1相同，所以NFC设备2 120的数字接收器模块121需要在解调和解码时调整f_R1与f_R2之间的时钟偏移。这方面的进一步细节将在下文结合图5描述。

NFC设备2 120的数字传输模块122采用一种基于样本的低复杂度方法来补偿f_R1与f_R2之间的载波频率偏移。关于该基于样本的低复杂度方法的进一步细节将在下文结合图5描述。因此，从NFC设备2 120传输来的信号处于时钟频率f'_R2，其接近f_R1但与f_R1不完全相同。因此，这是到NFC设备1 100的异步传输。

出于讨论目的，NFC标签/卡设备是指NFC设备处于卡仿真模式下。术语“标签”和“卡”可以互换使用。

图3示出了NFC设备2 120在从NFC设备1 100检测到载波信号f_R1后执行的处理流程300的概览。处理流程300开始于305，在305中，NFC设备2 120从NFC设备1 100检测到RF磁场。所收到的信号在模拟接收模块124中以传统方式处理。具体而言，模数转换器(Analogue to Digital Converter，ADC)将该信号转换为数字信号。为简洁起见，省略了关于模拟接收模块124的特定细节。

在步骤310中，NFC设备2 120估计时钟频率偏移(clock frequency offset，CFO)，Δf＝f_R1-f_R2，并将CFO信息存储到数字基带中的存储器中。然后，在步骤315中，NFC设备2继续解调从NFC设备1收到的信号。在步骤320中，过程300确定NFC设备2 120是否被切换到传输状态。如果NFC设备2 120仍处于接收状态，则过程300重复步骤315。简言之，重复步骤315直到NFC设备2准备好向NFC设备1进行传输。如果NFC设备2 120被切换到传输状态，则过程300前进到步骤325。关于解调所收到的信号的进一步细节将在下文结合图7和图8描述。

在步骤325中，NFC设备2执行信息比特流的编码和子载波生成。在步骤330中，NFC设备2基于存储器上存储的CFO估计信息调整数字基带输出样本。关于调整数字传输样本的进一步细节将在下文结合图9至图12描述。调整之后，RF传输信号的频率会非常接近f_R1，过程300前进到步骤335以传统方式由模拟传输模块125执行RF调制。为简洁起见，省略了关于模拟接收模块124的具体细节。过程300在步骤335之后结束。

有利地，可能来自一个不同制造商的NFC设备1无需执行任何额外处理就从NFC设备2接收信号，因为f'_R2几乎等于f_R1。

简言之，异步NFC卡仿真传输过程包括：

1.在RF场检测之后，估计NFC卡仿真模式接收器处的载波频率偏移(carrier frequency offset，CFO)；

2.将CFO信息存储到存储器中；

3.基于CFO信息调整NFC卡仿真模式发射器处的基带样本输出的数字样本；

4.基于调整后的基带样本输出调制RF发射器。

本发明一实施例可包括在载波频率偏移估计之后解调NFC读取器信号。

图4示出了异步传输中NFC设备2 120的数字基带400的整体方框图。NFC卡仿真接收器的数字基带400包括CFO估计模块410、存储器420、数字接收模块121和数字传输模块122。数字接收模块121使用来自存储器420的载波频率偏移将收到的信号转换为解码比特流。数字传输模块122将输入比特流转换为基带采样输出以用于RF调制。

图5示出了异步卡仿真模式下的NFC设备2处的接收器处理时间线。在CFO估计之前可包括AGC调整，以确保接收器处的接收信号稳定。CFO估计在载波(carrier wave，CW)周期中执行，该CW周期在接收NFC设备1报文之前可用。

关于CFO估计模块410的进一步细节将在下文结合图6描述。关于数字接收模块121和数字传输模块122的进一步细节将在下文分别结合图7至图8和图9至图12描述。

图6示出了由CFO估计模块410执行的处理流程600。过程600开始于步骤605，从ADC输出获得多个样本的同相分量(I)和正交相位分量(Q)。该组同相分量(I)和正交相位分量(Q)可以通过以下方式获得。首先，将中频输入信号(即，ADC输出)下变频为零频复信号。具体而言，通过以下方式执行下变频：将输入信号乘以本地生成的下变频样本cos(2πfc/fs n)和sin(2πfc/fs n)以分别获得同相分量(I)和正交相位分量(Q)，其中fc是载波频率，fs是ADC采样频率，n是样本数。在本发明的这一说明性实施例中，fs等于fc的4倍。由于fs＝4fc，下变频变得非常简单，因为cos(2πfc/fs n)和sin(2πfc/fs n)可以分别替换为序列(1,0,-1,0)和(0,1,0,-1)。具体而言，当fs＝4fc时，cos(2πfc/fs n)会等于cos(πn/2)。通过将样本数n＝0,1,2,3,4,5…代入cos(πn/2)，得到cos(0)、cos(π/2)、cos(π)、cos(3π/2)、cos(2π)、cos(2.5π)……，这会产生结果1,0,-1,0,1,0,-1,0,1,0,-1,0…。这是(1,0,-1,0)的重复序列。

对于sin函数也一样，当fs＝4fc时，sin(2πfc/fs n)＝sin(πn/2)。通过代入样本数n＝0,1,2,3,4,5…，得到sin(0)、sin(π/2)、sin(π)、sin(3π/2)、sin(2π)、sin(2.5π)，这会产生结果0,1,0,-1,0,1,0,-1,0,1,0,-1,…。这是(0,1,0,-1)的重复序列。

在下变频输入信号后，使用低通滤波从输入信号中滤波掉谐波分量。或者，在不脱离本发明的情况下，可使用坐标旋转数字计算机(Coordinate Rotation Digital Computer，CORDIC)算法来获得同相分量(I)和正交相位分量(Q)。

在步骤615中，针对每个样本使用以下表达式计算来自复信号输出的矢量的相位：相位＝tan^-1(Q/I)，其中复信号输出由同相分量(I)和正交相位分量(Q)组成。实质上，Q/I的反正切提供Q/I的矢量的相移。

在步骤620中，过程600计算两个相邻样本之间的，即t＝i和t＝(i+1)处的相位差，其中i＝1,2,3,…。然后，在步骤625中，根据两个相邻样本之间的相位差的平均数获得CFO估计。然后，在步骤630中，将估计的CFO存储到存储器上。过程600在步骤630之后结束。

图7示出了数字接收模块121的方框图。数字接收模块121包括用于补偿异步频率分量的CFO校正模块710、用于检测复基带信号的包络/相位分量的包络/相位检测器720，以及用于获取解码比特流的DEC模块730。包络/相位检测器720或同步过程可包括DC消除以去除信号的DC分量。此外，包络检测器可以通过使用平方根函数的简单近似来实施。当使用了高精度包络/相位检测器时，可能不需要CFO校正模块710并且可以基于零频偏移将其替换为简单的下变频。

图8示出了CFO校正模块710的一示例性实施例。CFO校正模块710可包括相位旋转模块712、低通滤波器714和抽取模块716。相位旋转基于频率偏移信息。旋转相当于将输入乘以本地生成的下变频样本cos(2π(fc+Δf)/fs n)和sin(2π(fc+Δf)/fs n)，其中Δf是载波频率偏移。LPF 714滤波相位旋转输出。抽取模块716抽取CFO滤波器输出以降低采样率。

图9示出了数字传输模块122的方框图。数字传输模块122包括编码器910、子载波发生器920和样本调整模块930。信息比特流馈入编码器910和子载波发生器920。子载波发生器的输出是同步卡仿真模式下的NFC设备2的数字基带输出。提供数字传输样本调整模块930来调整数字基带输出以补偿载波频率偏移。样本调整模块930可以基于数字基带(digital baseband，DBB)或媒体接入控制(medium access control，MAC)。图9所示的方框基于DBB控制的样本调整。根据MAC的样本调整模块的进一步细节将在下文结合图11和图12描述。在传输过程中，将所估计的CFO从存储器420取回。将数字传输样本调整模块930的输出发送到RF模块以用于RF调制。

出于讨论目的，数字传输样本调整模块930适用于具有任何数据速率的所有NFC规范，例如ISO14443A、ISO14443B、FeliCa和ISO15693。

DBB控制的样本调整

图10示出了图9所示传输模式处的DBB控制的样本调整的算法的过程1000。

“输入样本”是图9中的子载波发生器920的输出。简言之，每当所估计的CFO的绝对值的累加(即，Acc)大于或等于输入采样频率(即，Sampling_freq)时，就调整样本。输入采样频率可以是13.56MHz。如果所估计的CFO的值是正数，则增加1个样本；如果所估计的CFO的值是负数，则跳过1个样本。

过程1000开始于步骤1005，从图9中的子载波发生器920的输出接收输入样本流。在步骤1010中，过程1000将n、k和Acc重置为0，其中n、k和Acc是变量。变量n和k分别用于指示输入样本数和输出样本数，而变量Acc是指累加的所估计CFO。

在步骤1015中，过程1000将所估计的CFO的绝对值加到Acc中。如果确定Acc大于步骤1020中的输入采样频率，则过程1000前进到步骤1030。如果确定Acc小于步骤1020中的输入采样频率，则过程1000前进到步骤1025。

在步骤1025中，输入样本流直接输出，因为累加的所估计CFO不超过输入采样频率。

在步骤1030中，过程1000确定所估计的CFO是否大于0，即，所估计的CFO是正数还是负数。如果所估计的CFO是正数，则过程1000前进到步骤1040。如果所估计的CFO是负数，则过程1000前进到步骤1034。所估计的CFO是正数意味着f_R1大于输入采样频率且增加一个额外样本。所估计的CFO是负数意味着f_R1小于输入采样频率且跳过一个输入样本。

在步骤1034中，过程1000将n加1，然后，在步骤1036中，使用以下表达式输出下一输入样本：output[k]＝input[n]。这样，当前输入样本被跳过且下一输入样本正被输出。

在步骤1040中，过程1000使用以下表达式输出输入样本：output[k]＝input[n]。在步骤1044中，过程1000将k加1，然后，在步骤1046中，使用以下表达式输出输入样本：output[k]＝input[n]。这样，同一样本被输出两次。

出于讨论目的，表达式output[k]＝input[n]用于说明样本调整模块930正输出哪个输入样本。

在步骤1050中，过程1000从Acc扣除输入采样频率。在步骤1055中，过程1000确定是否还有输入样本流。如果还有输入样本流，则过程1000前进到步骤1060以将n和k加1，然后从步骤1015开始重复。如果不再有输入样本流，则过程1000结束。

MAC控制的TX样本调整

使用RTL，其中RTL是软件定义的，可能对实施DBB控制的TX样本调整有所限制，因为每个信息比特的样本数由MAC给出。因此，为了实施样本调整，MAC可针对每个已编码比特提供N的值，即，样本数。N的值基于所估计的CFO调整。图12示出了根据MAC的样本调整模块的方框图。样本调整模块940从编码器910接收编码比特流并执行传输样本调整以针对每个已编码比特确定N的值。然后将N的值与编码比特流一起转发给子载波发生器920。然后，子载波发生器920生成DBB样本以用于RF调制。

例如，对于数据速率＝106kbps，N的缺省值是128，其是在同步条件下根据采样速率13.56MHz与数据速率106kbps之间的比率获得的。样本调整模块940将每个已编码比特的N的值输回子载波发生器920。对于数据速率＝106kbps，如果增加了1个样本，则N的值是129；如果移除了1个样本，则N的值是127；如果选择了缺省值，则N的值是128。

与DBB样本调整类似，Acc是所估计的CFO的累加，所估计的CFO是从存储器420获得的。Bit_len是每个信息比特的样本数。例如，如果数据速率＝106kbps，则Bit_len＝128；如果数据速率＝212kbps，则Bit_len＝64；等等。如果Acc≤数据速率，则N的值将等于Bit_len。当Acc>数据速率时，N将等于Bit_len+1或Bit_len-1，取决于所估计的CFO的符号。持续1比特的DBB样本基于N的值生成。下文的表1示出了数据速率、Bit_Len与采样频率之间的关系。

图11示出了图12所示传输模式处MAC控制的样本调整的算法的过程1100。过程1100开始于步骤1105，从图12中的编码器910接收编码比特流。在步骤1110中，过程1100将Acc重置为0。

在步骤1115中，过程1100将CFO估计偏移频率的绝对值加到Acc中。如果确定Acc大于步骤1120中的数据速率，则过程1100前进到步骤1125。如果确定Acc小于步骤1120中的数据速率，则过程1100前进到步骤1140。

在步骤1140中，每个已编码比特的样本数等于Bit_Len，因为累加的所估计CFO不超过数据速率。将N的值传输给子载波发生器920。

在步骤1125中，过程1100从Acc扣除相关数据速率。

在步骤1130中，过程1100确定所估计的CFO是否大于0，即，所估计的CFO是正数还是负数。如果所估计的CFO是正数，则过程1100前进到步骤1135。如果所估计的CFO是负数，则过程1100前进到步骤1145。所估计的CFO是正数意味着f_R1大于输入采样频率且在步骤1135中增加一个额外样本。所估计的CFO是负数意味着f_R1小于输入采样频率且在步骤1145中移除一个样本。然后，将N的值传输给子载波发生器920。

在步骤1150中，子载波发生器920基于N的值生成持续1比特的数字基带样本。

在步骤1155中，过程1100确定是否还有输入样本流。如果还有输入样本流，则过程1100从步骤1115开始重复。如果不再有输入样本流，则过程1100结束。

无线通信设备可包括ALM和PLM模式下的NFC。在ALM模式下，将实施如上文说明的异步卡仿真模式。在PLM模式下，将使用常规系统从磁场恢复时钟。因此，如上文说明的异步卡仿真模式可以实施到包括ALM和PLM模式下的NFC的现有无线通信设备。

上文是根据本发明的NFC设备的实施例描述。可以预见，本领域技术人员能够并将基于本发明设计替代性NFC设备，这些替代性NFC设备同样侵权如权利要求所阐明的本发明。