基于初始相位补偿的IQ不平衡估计和补偿方法及装置与流程

本发明涉及一种IQ不平衡估计方法，尤其涉及一种基于初始相位补偿的IQ不平衡估计和补偿方法，并涉及采用了该基于初始相位补偿的IQ不平衡估计和补偿方法的装置。

背景技术：

IEEE802.11标准的WLAN使用直接变频发射/接收机。直接变频发射/接收机不经过中频，直接将信号从基带变频到射频/射频变频到基带。理想直接变频发射/接收机在变频时I路和Q路信号具有完全正交同幅度的性质。但实际上，由于器件的原因，直接变频发射/接收机难以达到理想状态，会产生I、Q路幅度、相位的偏差，从而引起解调性能恶化，即所谓的IQ不平衡问题。要使直接变频发射/接收机得到应用，就必须对其进行补偿，消除IQ不平衡对系统的影响。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是需要提供一种基于初始相位补偿的IQ不平衡估计和补偿方法，进而达到准确估计出IQ不平衡误差并进行相应的补偿，以提高接收端的解调性能的目的，并需要提供采用了该基于初始相位补偿的IQ不平衡估计和补偿方法的装置。

对此，本发明提供一种基于初始相位补偿的IQ不平衡估计和补偿方法，包括以下步骤：

步骤S1，对接收信号进行同步检测得到帧起始位置；

步骤S2，根据接收信号的频域相位和本地信号的频域相位估计接收信号的初始相位，然后对接收信号进行初始相位补偿；

步骤S3，对补偿初始相位后的接收信号进行IQ不平衡估计和补偿。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S2包括以下子步骤：

步骤S201，对接收信号完成同步检测后，定位到接收信号的长训序列，然后用接收信号长训序列的频域相位与本地信号长训序列的频域相位按子载波进行相位差值运算，最后求取这些相位差值的平均值作为接收信号的初始相位；

步骤S202，估计到接收信号的初始相位后，对接收信号的长训序列的频域补偿初始相位。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S3包括以下子步骤：

步骤S301，利用初始相位补偿后的接收信号的频域特性进行IQ不平衡估计；

步骤S302，在IQ不平衡估计后，对接收信号进行补偿。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S201中，通过公式求取所述接收信号的初始相位其中，N_LTS表示傅里叶变换的频域点数，k为子载波序号，Ψ_{X(k)_LTS}表示本地信号长训序列在子载波k上的频域相位，表示接收信号长训序列在子载波k上的频域相位。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S202中，估计到接收信号的初始相位后，通过公式实现在频域上对接收信号长训序列补偿初始相位，i为虚数单位。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S301中，利用补偿初始相位后的的频域特性，先通过方程估计IQ不平衡相关表达式μ_r和v_r，其中，k1和k2为子载波，且k2≠k1，N为频域子载波的总数，X(k)为本地长训序列的频域子载波k的值，X^*(k)为X(k)的共轭，为接收长训序列频域子载波k补偿初始相位后的值，为的共轭，k∈{k1,k2,N-k1,N-k2}。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S301中，根据IQ不平衡相关表达式μ_r和v_r估计IQ幅度不平衡α_r和IQ相位不平衡θ_r，公式为其中，η＝-μ_r/v_r^*，Gain＝(-b±sqrt(b²-4))/2，v_r^*为的v_r共轭，real(η)为η的实部，imag(η)为η的虚部，arctan为求反正切，η和b为不平衡估计的中间计算量。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S302中，通过公式对接收信号进行IQ不平衡补偿，其中，μ_r′和v_r′分别为IQ幅度不平衡α_r和相位不平衡θ_r按公式构成的复数。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S1中，采用接收信号短训序列与本地信号短训序列进行滑动相关运算，通过相似程度获得接收信号短训序列的起始点，进而推导出接收信号帧的起始位置，这个过程为粗同步过程；根据粗同步过程得到的帧起始位置，获取接收信号长训序列的位置，然后本地信号长训序列与接收信号长训序列进行滑动相关运算，通过相似程度获得接收信号的长训序列的起始点，进而修正信号帧的起始位置，这个过程为精同步过程。

本发明还提供一种基于初始相位补偿的IQ不平衡估计和补偿装置，采用了如上所述的初始相位补偿的IQ不平衡估计方法，并包括：

同步模块，通过接收信号和本地信号的短训序列和长训序列的信号自相关性，检测出接收信号的帧头位置，然后确定接收信号中各个数据域的位置；

初始相位估计和补偿模块，利用长训序列频域特性，通过本地信号长训序列和接收信号长训序列的频域相位差，估计出初始相位，然后将这个初始相位补偿到接收信号长训序列上；

IQ不平衡估计和补偿模块，利用补偿初始相位后的长训序列的频域特性，估计接收信号的IQ幅度不平衡和IQ相位不平衡，并对整个接收信号进行IQ不平衡补偿；

信道估计和解析模块，对完成IQ不平衡补偿后的接收信号，使用长训序列做信道估计，对接收数据域进行均衡运算和解析。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：选择长训序列进行初始相位估计和IQ不平衡估计，实现了接收信号初始相位的估计和补偿方法，补偿初始相位后的长训序列，频域上每个子载波受到相同的IQ不平衡影响。利用其频域IQ不平衡特性，实现IQ不平衡估计，在估计IQ不平衡估计后，对接收信号进行IQ不平衡补偿。本发明补偿初始相位后，有效消除接收机本振时间误差和信号传输时间带来的初始相位偏移的影响，使得IQ不平衡估计和补偿非常准确，能够有效提高接收端的解调性能。

附图说明

图1是本发明一种实施例的工作流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的较优的实施例作进一步的详细说明。

首先，先对术语进行解释，WLAN为Wireless Local Area Network线局域网，OFDM为Orthogonal Frequency Division Multiplexing正交频分复用，STS为short training symbol短训练序列符号，简称短训序列符号；LTS为long training symbol长训练序列符号，简称长训序列符号。

本例考虑理想的WLAN模型，假设基带复信号为x(t)＝x_I(t)+i*x_Q(t)，直接变频发射机I、Q路本振信号为a_I(t)＝cos(w_ct),a_Q(t)＝sin(w_ct)，其中t为时间，w_c为射频使用的载频频率的角频率。

则发射射频信号为其中x^*(t)是x(t)的共轭，

从发射端到接收端的信道响应记为h(t)，信道噪声为高斯噪声n(t)，则直接变频接收机接收到的射频信号可表示为其中t为时间，表示卷积运算。

直接变频接收机I路和Q路本振信号为b_I(t)＝cos(w_ct),b_Q(t)＝-sin(w_ct)。假设直接变频接收机将射频信号变换为复基带信号的表示为y(t)＝y_I(t)+i*y_Q(t)，那么有其中，LPF为过低通滤波器，将含高频部分通过滤波器消除掉。同理可推导y_Q(t)＝i*LPF{b_Q(t)r_RF(t)}＝i*x_Q(t)。

在理想信道h(t)＝1和忽略噪声的情况下，接收端基带信号和发射端基带信号的关系如下通过该公式说明通过本振为a_I(t)＝cos(w_ct),a_Q(t)＝sin(w_ct)的发射机和本振为b_I(t)＝cos(w_ct),b_Q(t)＝-sin(w_ct)的接收机，接收到的基带信号可以看作是发射的基带信号。

但在实际情况中，由于直接变频接收机的本振不理想，在变频后会导致I路和Q路信号产生幅度和相位的不平衡，即两路幅度不相同、相位相差不是90。则直接变频接收机I路和Q路本振信号b_I(t)＝cos(w_ct),b_Q(t)＝-sin(w_ct)变为b_I(t)＝(1+α_r)cos(w_ct-θ_r/2)，b_Q(t)＝-(1-α_r)sin(w_ct+θ_r/2)，其中α_r表示接收机IQ幅度不平衡量，单位为dB。和分别是接收机I路和Q路幅度增益。θ_r表示接收机IQ相位不平衡量，是接收机I路和Q路的相位差与理想的90度的偏差。

此时公式变为其中μ_r、v_r是由IQ幅度不平衡α_r和IQ相位不平衡θ_r组成的相关表达式。

这时候接收信号包含发射信号的共轭量x^*(t)，即受到共轭量的干扰，导致接收性能受到影响。当α_r＝0，θ_r＝0时，有μ_r＝1，v_r＝0，这恰好是理想I路和Q路的接收方式。

从频域上考虑IQ不平衡的影响，设x_N为一个Symbol的时域表示，DFT表示傅里叶变换，N为傅里叶变换的点数，X_k为x_N的频域表示，即X_k＝DFT(x_N)，X^conj为x_N的共轭x^*_N的频域表示，即考虑X_k和的关系，如果那么

若接收机IQ幅度不平衡为α_r，IQ相位不平衡为θ_r，组合IQ不平衡表达式则受IQ不平衡影响后的接收模型为在一个Symbol内，考虑式的频域，X＝DFT(x(t))，那么Y(k)＝μ_rX(k)+v_rX^conj(k)＝μ_rX(k)+v_rX^*(N-k)。即从频域上来看，当存在IQ不平衡时，频域载波k的接收引入了镜像载波N-k的干扰。同样的，子载波N-k上有Y(N-k)＝μ_rX(N-k)+v_rX^*(k)。

联立子载波k和N-k可得方程在实际应用中，X(k)由本地信号长训序列频域表示获得，Y(k)由接收信号长训序列频域获得，但是本地长训序列的特性，构成的矩阵是退化的，因此本方程不能直接求IQ不平衡的相关量μ_r和v_r。

但是，由于频域各个子载波上IQ不平衡是相同的，那么选择两个子载波k1，k2，则有下面表达式此时可通过选择合理的k1，k2，构造出可逆矩阵，从而能够求得IQ不平衡中间量μ_r和v_r。

然后，根据求得的IQ不平衡中间量μ_r和v_rIQ幅度不平衡a_r和IQ相位不平衡θ_r，对IQ不平衡接收模型进行IQ不平衡补偿，补偿因子为则补偿后为即进行IQ不平衡补偿后消除了共轭量x^*(t)的干扰。

在实际应用的设备中，上述给出的两种方法估计IQ不平衡并进行补偿后的效果并不好。这是因为发射机和接收机经过本振时间不一致，加上信号传输也需要一段时间，这就导致了公式不是严格成立的。

假设发射x(t)传输的起始时间为t＝τ₀，使用的载频频率为f，接收信号y(t)接收到发射信号的起始时间为t＝τ₁，根据电磁波的传输性质，则y(t)与x(t)会有一个初始相位的偏移，收发端基带信号关系重新表示如下：y(t)＝e^i*Ψ*x(t)，其中为对x下取整。初始相位Ψ相当于整个接收信号相对发射信号进行了角度Ψ的旋转。

对正常接收流程来说，初始相位Ψ可以通过信道估计和均衡两个步骤抵消掉，因此不影响接收，一般是不做考虑的。

发射机、接收机本地震荡器时间差和信号传输需要时间引起信号有相位Ψ的旋转，也就是所谓的初始相位，接收机IQ幅度不平衡为α_r，IQ相位不平衡为θ_r，组合IQ不平衡表达式则受初始相位Ψ和IQ不平衡α_r、θ_r影响后的接收模型为e^i*Ψ看作一个常量，按Symbol做傅里叶变换到频域，则频域接收模型重新表示为

这样一来，在初始相位和IQ不平衡影响下，求IQ不平衡的公式变为无法消掉初始相位Ψ的影响，其结果必然存在误差。

与此不同的是，本例先估计接收信号的初始相位，然后补偿这个初始相位，补偿初始相位后的接收数据在频域上满足公式Y(k)＝μ_rX(k)+v_rX^*(N-k)，那就能够使用上述方法正确估计IQ不平衡。估计完IQ不平衡后，对接收信号做IQ不平衡补偿，消除掉共轭量的干扰，达到提升接收性能的目的。

如图1所示，本例提供一种基于初始相位补偿的IQ不平衡估计和补偿方法，包括以下步骤：

步骤S1，对接收信号进行同步检测得到帧起始位置；

步骤S2，根据接收信号的频域相位和本地信号的频域相位估计接收信号的初始相位，然后对接收信号进行初始相位补偿；

步骤S3，对补偿初始相位后的接收信号进行IQ不平衡估计和补偿。

本例所述步骤S1中，采用接收信号短训序列与本地信号短训序列进行滑动相关运算，通过相似程度获得接收信号短训序列的起始点，进而推导出接收信号帧的起始位置，这个过程为粗同步过程；根据粗同步过程得到的帧起始位置，获取长训序列，然后通过本地信号长训序列与接收信号长训序列进行滑动相关运算，获得通过相似程度获得接收信号的长训序列的起始点，进而修正信号帧的起始位置，这个过程为精同步过程。

具体的，本例所述步骤S1中，根据接收信号IQ两路数据，经过一定窗口的相关检测后，得到帧起始位置。本发明粗同步过程采用接收信号短训序列与本地信号短训序列进行滑动相关运算，判断其相似程度，具体操作是对IQ路分别交叉相关，并取相关后的平方累加值。所使用的公式如下，C_τ＝C_{I,I_ideal}+C_{I,Q_ideal}+C_{Q,I_ideal}+C_{Q,Q_ideal}和Point_STS＝Max(C_τ)，其中表示接收信号以时间τ为起始的实部，表示接收信号以时间τ为起始的虚部，x_I(t)_STS表示本地信号短训序列STS信号实部，x_Q(t)_STS表示本地信号短训序列STS信号虚部，∑(·)表示累加，Max(·)表示求最大值，Point_STS表示接收信号上短训序列STS的起始位置。

短训序列STS的同步有10个峰值，根据峰值获得接收信号短训序列STS起始点，然后推导出接收信号帧起始位置，实现粗同步过程。再定位到接收信号长训序列的位置，使用接收长训序列和本地长训序列，重复粗同步过程实现精同步。根据长训序列相关运算后的两个峰值，也推导出接收信号帧的起始点，最终帧起始位置以精同步过程得到的起始点为准。

当然，本例所述对接收信号进行同步检测是为了得到帧起始位置，本例列举了一种优选的方法，在实际应用中，并不局限于这一种同步检测方法，只要得到帧起始位置即可。

本例所述步骤S2根据接收信号的频域相位和本地信号的频域相位来估计初始相位，优选包括以下子步骤：

步骤S201，对接收信号完成同步检测后，定位到接收信号的长训序列，然后进行傅里叶变换到频域，用接收信号长训序列的频域相位与本地信号长训序列的频域相位按子载波进行相位差值运算，最后求取这些相位差值的平均值作为接收信号的初始相位；

步骤S202，估计到接收信号的初始相位后，对接收信号的长训序列的频域补偿初始相位。

本例所述步骤S201中，通过公式求取所述接收信号的初始相位其中，N_LTS表示傅里叶变换的频域点数，k为子载波序号，Ψ_{X(k)_LTS}表示本地信号长训序列子载波k上的频域相位，表示接收信号长训序列子载波k上的频域相位。

本例所述步骤S202中，估计到接收信号的初始相位后，通过公式实现在频域上对接收信号长训序列补偿初始相位。

本例所述步骤S3采用补偿初始相位后的长训序列进行估计，利用IQ不平衡在频域上的特性，进行IQ不平衡估计，优选包括以下子步骤：

步骤S301，利用初始相位补偿后的接收信号的频域特性进行IQ不平衡估计；

步骤S302，在IQ不平衡估计后，对接收信号进行补偿。

802.11a/p/g/n/ac标准在频域上调制没有使用所有子载波，有效子载波集合随模式不同而不同，以802.11a为例，频域子载波总数记为N＝64，长训序列的频域用来估计IQ不平衡的子载波位置为K＝1,…26,N-26,…,N-1，其中X和X^conj不具备共轭性的子载波k＝0,N/2是不会承载实际数据，因此忽略掉。在承载实际数据的子载波k＝1,…26,N-26,…,N-1中，都具备性质其中，X(k)为本地信号长训序列在子载波k上的表示，为补偿初始相位后的信号长训序列在子载波k上的表示。本例所述步骤S301中，利用补偿初始相位后的的频域特性，先估计IQ不平衡相关量μ_r和v_r，也称IQ不平衡相关表达式。估计子载波k1上的IQ不平衡，任取一子载波k2≠k1且矩阵是满秩的时候，先求IQ不平衡相关表达式，根据方程求取，其中，N为频域子载波的总数，X(k1)为长训序列的频域子载波k1的值，X^*(k1)为X(k1)的共轭。。为保证稳定性，求多个子载波上的IQ不平衡中间表达式μ_r和v_r，然后进行平均处理。

然后，根据IQ不平衡相关表达式μ_r和v_r估计IQ幅度不平衡α_r和IQ相位不平衡θ_r，公式为其中，η＝-μ_r/v_r^*，Gain＝(-b±sqrt(b²-4))/2，v_r^*为的v_r共轭，real(η)为η的实部，imag(η)为η的虚部，arctan为求反正切。

本例所述步骤S302中，通过公式对接收信号进行IQ不平衡补偿，其中，μ_r′和v_r′分别为IQ幅度不平衡α_r和相位不平衡θ_r按公式构成的复数。

本例还提供一种基于初始相位补偿的IQ不平衡估计和补偿装置，采用了如上所述的初始相位补偿的IQ不平衡估计和补偿方法，并包括：

同步模块，通过接收信号和本地信号的短训序列和长训序列的信号自相关性，检测出接收信号的帧头位置，然后确定接收信号中各个数据域的位置；

初始相位估计和补偿模块，利用长训序列频域特性，通过本地信号长训序列和接收信号长训序列的频域相位差，估计出初始相位，然后将这个初始相位补偿到接收信号长训序列上；

IQ不平衡估计和补偿模块，利用补偿初始相位后的长训序列的频域特性，估计接收信号的IQ幅度不平衡和IQ相位不平衡，并对整个接收信号进行IQ不平衡补偿；

信道估计和解析模块，对完成IQ不平衡补偿后的接收信号，使用长训序列做信道估计，对接收数据域进行均衡运算和解析。

本例所述同步模块用于实现步骤S1的对接收信号进行同步检测以得到帧起始位置，同步模块主要利用短训序列和长训序列的自相关性，检测出接收信号的帧头位置，然后确定接收信号中各个数据域的位置。

本例所述初始相位估计和补偿模块用于实现步骤S2的初始相位估计和补偿。初始相位估计和补偿模块主要利用长训序列频域特性，通过本地长训序列和接收长训序列的频域相位差，估计出初始相位，然后将这个初始相位补偿到接收信号长训序列上。

本例所述IQ不平衡估计和补偿模块方法，主要利用补偿初始相位后的长训序列的频域特性，利用IQ不平衡对每个子载波上数据影响一样以及共轭序列的傅里叶变换性质，通过选择合理的子载波对，构造出非退化矩阵估计IQ幅度不平衡和IQ相位不平衡，然后将估计到的IQ不平衡量补偿到接收信号上。

本例所述信道估计和解析模块，用于实现在步骤S3完成IQ不平衡估计和补偿后，将IQ不平衡补偿后的接收数据送入接收模块处理器，按常规流程进行信道估计和解析数据。

本例选择长训序列进行初始相位估计和IQ不平衡估计，实现了接收信号初始相位的估计和补偿方法，补偿初始相位后的长训序列，频域上每个子载波受到相同的IQ不平衡影响。利用其频域IQ不平衡特性，实现IQ不平衡估计，在估计IQ不平衡估计后，对接收信号进行IQ不平衡补偿。本发明补偿初始相位后，有效消除接收机本振时间误差和信号传输时间带来的初始相位偏移的影响，使得IQ不平衡估计和补偿非常准确，能够有效提高接收端的解调性能。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。