一种多带并行滤波混合载波传输方法与流程

本发明属于混合载波传输领域。

背景技术：

ofdm技术因其高的频谱效率和强的抗多径衰落能力而被广泛应用于现代通信系统中。由于其存在较高的旁瓣功率，因而对传输的同步要求很严格。为了抑制带外功率，降低系统对同步的要求，学者们提出了很多技术。如滤波器组多载波(fbmc)、滤波ofdm(filtered-ofdm)、广义频分复用(gfdm)和通用滤波多载波(ufmc)等。

在这些技术中，通用滤波多载波技术因有效抑制带外频谱泄漏、灵活性更高、复杂度较低同时保持载波间的正交性，而受到很多学者关注。然而，通用滤波多载波系统在接收端进行逆滤波器的过程中，会放大每个子带边缘处的子载波上的噪声，增大了误码率。同时，通用滤波多载波技术存在峰均功率比(papr)过高的问题。过高的papr会使得设备性能降低或者提高设备成本。

技术实现要素：

本发明是为了解决现有的通用滤波多载波系统在接收端进行逆滤波器的过程中，会放大每个子带边缘处的子载波上的噪声，增大了误码率及现有的通用滤波多载波系统存在峰均功率比(papr)过高的问题。本发明提供了一种多带并行滤波混合载波传输方法。

一种多带并行滤波混合载波传输方法，发射端将被传输的基带数据划分成k个子带，将每个子带上的数据由频域转化到时域后，进行叠加求和，得到多载波数据，并将该多载波数据进行上变频处理后，作为发射端的发射信号发送给接收端；

接收端将接收到的信号进行下变频处理，获得下变频后的基带数据，再将下变频后的基带数据从时域变换到频域，恢复出发射端每个子带上的数据；

在发射端，分成k个子带之后，至少有一条通路上的子带数据还需要进行预编码，然后再转换到时域；

所述预编码，用于将子带数据以单载波形式传输，还用于将子带数据由时域转化到频域；

在接收端，恢复出的发射端每个子带上的数据还需进行逆预编码；

逆预编码，用于将每个子带上的数据中的符号判决位置从频域变换到时域；

所述逆预编码与所述预编码对应。

所述预编码采用dft变换实现，逆预编码采用idft实现。

所述上变频处理为将低频信号转化为高频信号，下变频处理为将高频信号转化为低频信号。

优选的是，所述将每个子带上的数据由频域转化到时域的具体过程包括如下步骤：

步骤一一：将每个子带上的数据进行子载波映射处理，使每个子带的频域数据连续映射到其所在子带内的连续子载波上；

步骤一二：对每个子带连续子载波上的频域数据进行n′点离散傅里叶逆变换，使每个子带得到n′点时域数据，

步骤一三：对每个子带得到的n′点时域数据进行并/串转换，使每个子带得到连续数据流；

步骤一四：使每个子带上的连续数据流经过带通滤波器，进行时域滤波处理，得到滤波后的时域数据。

优选的是，所述接收端将下变频后的基带数据从时域变换到频域，恢复出发射端每个子带上的数据的具体过程包括如下步骤：

步骤二一：对下变频后的基带数据进行时域处理，时域处理的具体过程为：对下变频后的基带数据进行补零处理；

步骤二二：对补零后的基带数据进行2n′点离散傅里叶变换，得到2n′点的频域数据；

步骤二三：对2n′点的频域数据进行抽取，抽取出n′点频域数据，对抽取出的n′点频域数据进行均衡处理，获得均衡后的n′点频域数据；抽取方式为：奇数点抽取；

步骤二四：对均衡后的n′点频域数据作子载波逆映射处理，得到每个子带上的频域数据；

步骤二五：对每个子带上的频域数据作逆滤波处理，从而恢复出发射端每个子带上的数据。

优选的是，步骤二三中，所述均衡后的n′点频域数据为无码间干扰的频域数据。

本发明带来的有益效果是，本发明所述的一种多带并行滤波混合载波传输方法，使多个子带可同时并行传输，每个子带进行子载波映射前进行预编码处理，可改善加性高斯白噪声信道下通用滤波多载波系统的误码率，同时降低发射端的峰均功率比(papr)。本发明所提出的多带并行滤波混合载波传输方法具有很高的灵活性与适用性，可适用于更多的应用场景。

附图说明

图1为本发明所述的一种多带并行滤波混合载波传输方法的原理示意图；其中，xm,1(k)为第一个子带的输入数据，xm,2(k)为第二个子带的输入数据，xm,k(k)为第k个子带的输入数据，sm,1(n)为第一个子带滤波之后的时域数据，sm,2(n)为第二个子带滤波之后的时域数据，sm,k(n)为第k个子带滤波之后的时域数据，sm(n)为多个子带求和后的多载波数据；

图2为本发明发射端与的通用滤波多载波系统的峰均功率比对比图；

附图标记1表示本发明传输方法中分别采用单个子带传输时，发射端信号功率峰均功率比的互补累计分布函数值与峰均功率比门限值的关系曲线；附图标记2表示通用滤波多载波系统中采用单个子带传输时，发射端信号功率峰均功率比的互补累计分布函数值与峰均功率比门限值的关系曲线；附图标记3表示本发明传输方法中用多个子带传输时，峰均功率比的互补累计分布函数值与峰均功率比门限值的关系曲线；附图标记4表示通用滤波多载波系统用多个子带传输时，峰均功率比的互补累计分布函数值与峰均功率比门限值的关系曲线；

图3为多带并行滤波混合载波传输系统与通用滤波多载波系统误码率性能对比图；

附图标记4表示qpsk调制方式下加性高斯白噪声信道理论误码率与信噪比关系曲线，附图标记5表示qpsk调制方式下本发明传输方法在加性高斯白噪声信道中系统误码率与信噪比关系曲线，附图标记6表示qpsk调试方式下通用滤波多载波系统在加性高斯白噪声信道中的误码率与信噪比关系曲线，附图标记7表示16qam调制方式下加性高斯白噪声信道理论误码率与信噪比关系曲线，附图标记8表示16qam调制方式下本发明传输方法在加性高斯白噪声信道中系统误码率与信噪比关系曲线，附图标记9表示16qam调试方式下通用滤波多载波系统在加性高斯白噪声信道中的误码率与信噪比关系曲线；其中，16qam调试方式的调制阶数为16。

具体实施方式

具体实施方式一：参见图1说明本实施方式，本实施方式所述的一种多带并行滤波混合载波传输方法，发射端将被传输的基带数据划分成k个子带，将每个子带上的数据由频域转化到时域后，进行叠加求和，得到多载波数据，并将该多载波数据进行上变频处理后，作为发射端的发射信号发送给接收端；

接收端将接收到的信号进行下变频处理，获得下变频后的基带数据，再将下变频后的基带数据从时域变换到频域，恢复出发射端每个子带上的数据；

在发射端，分成k个子带之后，至少有一条通路上的子带数据还需要进行预编码，然后再转换到时域；

所述预编码，用于将子带数据以单载波形式传输，还用于将子带数据由时域转化到频域；

在接收端，恢复出的发射端每个子带上的数据还需进行逆预编码；

逆预编码，用于将每个子带上的数据中的符号判决位置从频域变换到时域；

所述逆预编码与所述预编码对应。

本实施方式，本发明所述的一种多带并行滤波混合载波传输方法，使多个子带同时并行传输，每个子带进行子载波映射前进行预编码处理，可有效地降低系统的误码率，同时降低发射端的峰均功率比(papr)。

预编码的处理方式，使子带数据以单载波形式传输，从而降低发射端信号的峰均功率比。

逆预编码，用于将频域数据转化为时域数据；把接收端的子带数据的符号判决位置由频域变换到时域，从而降低逆滤波器过程对噪声放大所产生的影响，从而提高系统的误码率性能。

本发明传输方式可采用单子带传输或多子带并行传输。

具体实施方式二：参见图1说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一所述的一种多带并行滤波混合载波传输方法的区别在于，所述预编码采用dft(discretefouriertransform，离散傅里叶变换)实现，逆预编码采用idft(inversediscretefouriertransform，离散傅里叶逆变换)实现。

具体实施方式三：参见图1说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一所述的一种多带并行滤波混合载波传输方法的区别在于，所述上变频处理为将低频信号转化为高频信号，下变频处理为将高频信号转化为低频信号。

具体实施方式四：参见图1说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一所述的一种多带并行滤波混合载波传输方法的区别在于，在发射端，所述将每个子带上的数据由频域转化到时域的具体过程包括如下步骤：

步骤一一：将每个子带上的数据进行子载波映射处理，使每个子带的频域数据连续映射到其所在子带内的连续子载波上；

步骤一二：对每个子带连续子载波上的频域数据进行n′点离散傅里叶逆变换，使每个子带得到n′点时域数据，

步骤一三：对每个子带得到的n′点时域数据进行并/串转换，使每个子带得到连续数据流；

步骤一四：使每个子带上的连续数据流经过带通滤波器，进行时域滤波处理，得到滤波后的时域数据。

具体实施方式五：参见图1说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式四所述的一种多带并行滤波混合载波传输方法的区别在于，所述接收端将下变频后的基带数据从时域变换到频域，恢复出发射端每个子带上的数据的具体过程包括如下步骤：

步骤二一：对下变频后的基带数据进行时域处理，时域处理的具体过程为：对下变频后的基带数据进行补零处理；

步骤二二：对补零后的基带数据进行2n′点离散傅里叶变换，得到2n′点的频域数据；

步骤二三：对2n′点的频域数据进行抽取，抽取出n′点频域数据，对抽取出的n′点频域数据进行均衡处理，获得均衡后的n′点频域数据；抽取方式为：奇数点抽取；

步骤二四：对均衡后的n′点频域数据作子载波逆映射处理，得到每个子带上的频域数据；

步骤二五：对每个子带上的频域数据作逆滤波处理，从而恢复出发射端每个子带上的数据。

具体实施方式六：本实施方式与具体实施方式五所述的一种多带并行滤波混合载波传输方法的区别在于，步骤二三中，所述均衡后的n′点频域数据为无码间干扰的频域数据。

验证试验：

(一)papr(峰均功率比)定义为信号的最大瞬时功率与平均功率之比：

其中，s(n)表示发射的时域信号，e[·]表示平均值。无线系统发射机的功率放大器都存在着最大功率限制，为了保证信号经过功率放大器之后没有发生非线性失真，则要求功率放大器要工作在线性工作区内，即发射机信号的最大瞬时功率一般不能超过功率放大器的最大输出功率。papr特性是单载波与多载波之间的主要特征区别。互补累计分布函数(complementarycumulativedistributionfunction，ccdf)被用来评估系统的papr性能，其互补累计分布函数定义为信号实际峰均功率比超过门限papr0的概率:

ccdf＝pr[papr>papr0](2)；

其中，pr[·]表示概率，papr0为峰均功率比门限值。图3所示为采用qpsk(quadraturephaseshiftkeyin，正交相移键控)调制方式、子带大小为12、子带个数为48/1且各个子带均经过预编码的多带并行滤波混合载波传输系统信号与通用滤波多载波系统信号峰均功率比特性对比。由图2可见当单个子带用于一个用户传输数据时，本发明系统发射端信号的papr明显小于通用滤波多载波系统信号的papr；当多个子带同时用于一个用户传输时，本发明发射端信号papr性能依然好于通用滤波多载波信号，但差别减小。

(二)多带并行滤波混合载波传输系统的误码率特性

在通用滤波多载波系统的接收端，信号经过频域均衡后要进行逆滤波器操作。在这个过程中，处于每个子带边缘处的子载波上的噪声会被放大，从而使系统的误码率会上升。本发明提出的一种多带并行滤波混合载波传输方法，将符号判决位置从频域变换到时域，每个经过预编码的子带的信号经过nsb点的idft(inversediscretefouriertransform，离散傅里叶逆变换)变换，带内的噪声会均匀分配到每个判决位置上，因而可以认为每个判决位置上的信噪比是相同的。

假设信噪比为其中，表示信号能量，表示噪声方差。经过逆滤波器之后，通用滤波多载波系统每个子带内每个载波上的噪声方差表示为：

其中，wn表示子带内每个子载波对应的滤波器频域值。在多带并行滤波混合载波传输系统中，经过nsb点的idft变换，|wn|的作用在每个判决位置会被平均化，从而每个判决位置上的噪声方差表示为：

由于每个子带滤波器的频域响应最大值与最小值之间的差别小于3db，因此噪声的平均化会获得系统误码率性能的提升。

图3所示为多带并行滤波混合载波传输系统与通用滤波多载波系统在awgn(additivewhitegaussiannoise，加性高斯白噪声)信道下分别采用qpsk(quadraturephaseshiftkeyin，正交相移键控)和qam(quadratureamplitudemodulation，正交幅度调制)调制方式下的误码率对比。图3中qam调制方式的调制阶数为16。

仿真参数设定为发射端idft点数为1024，每个子带大小可以根据需求而选择，这里假设每个子带包含相同的子载波数12个，子带个数为48，滤波器采用切比雪夫窗滤波器，滤波器长度为80，带外抑制度为-40db，多带并行滤波混合载波中，每个子带均选择dft预编码。

由图3可见，在awgn信道下，本发明提出的多带并行滤波混合载波传输系统误码率性能好于通用滤波多载波系统，更加接近awgn理论误码率值，且随着信噪比的增大而优势更加明显，即多带并行滤波混合载波传输系统在获得相同带外泄漏抑制的同时比通用滤波多载波系统有更小的误码率性能损失。