发送装置、天线驱动装置、调谐方法及实现调谐方法的程序与流程

本发明涉及一种通过电磁耦合来进行非接触通信或非接触供电的发送装置等的技术。

背景技术

近年来，利用作为近距离的非接触通信技术的nfc(nearfieldcommunication，近场通信)的非接触通信系统的普及较为显著。nfc广泛应用于信用卡、电子货币、电子车票、id卡、货物管理用标签、存储卡、非接触式电力传输系统等。在这种非接触通信系统中，设置于非接触ic(integratedcircuit，集成电路)卡内的接收天线通过电磁感应作用来接收从系统专用的读写(以下，记为r/w)装置的发送天线(谐振电路)输出的发送信号。

在这种非接触通信系统中，为了获得稳定的通信特性，使r/w装置内的信号源的频率、r/w装置的发送天线的谐振频率、非接触ic卡内的接收天线(谐振电路)的谐振频率相互一致是较为重要的。然而，非接触ic卡的接收天线或r/w装置的发送天线的谐振频率根据r/w装置被使用的环境等各种原因而变动。在该情况下，难以在非接触ic卡以及r/w装置之间稳定地收发信息。

因此，在非接触通信系统的技术领域中，提出了用于在所有条件下均保持稳定的通信状态的各种技术。例如，在专利文献1的非接触通信装置中，在天线驱动部(例如lsi(largescaleintegration，大规模集成电路))中，由差分放大器构成的测量部对来自振荡部的输出电流(由lsi产生的驱动电流)进行测量。并且，控制部对该输出电流的最小值或最大值进行检测，并使用与这些最小值或最大值对应的最佳控制值来控制谐振频率(记载于专利文献1的[说明书摘要])。

然而，例如在非接触式的通信装置中，有时会发生由电力不足引起的通信错误。因此，有时会为了通信电力的放大而设置升压器(booster)。

例如，在专利文献2中，描述了使用升压器的必要性。非接触型的rfidr/w与rfid标签之间的通信距离为几cm。但是，对于如上所述考虑到各种用途的rfid系统来说，考虑到多种用途，根据应用领域，期望能够进一步延长通信距离。为了应对此情况，提出了在rfid标签与rfid读写器之间配置升压器天线的技术方案(记载于专利文献2的说明书段落[0005])。

在专利文献3中，公开了即使为小型的天线，为了确保通信距离也设置升压器的内容。另外，在该专利文献3中，与nfc控制器连接的检波电路基于来自该nfc控制器的输入信号而生成检波信号，通过检波信号而启动的电源向升压器供给电力。由此，在非通信状态下，升压器不工作，因此能够抑制无线通信装置的功耗(记载于专利文献3的说明书段落[0005]、[0016]、[0019]、[0025])。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2016-25460号公报

专利文献2：日本特开2009-21970号公报

专利文献3：日本特开2015-177389号公报

技术实现要素：

难以将升压器天线线圈搭载于存储卡等小型的发送器内。另外，无论有无升压器，要求在各种环境中均可控制为适当的谐振频率。

本发明的目的在于，提供一种无论有无升压器，均能够适当地控制为天线的谐振频率，由此能够获得稳定的通信特性的发送装置等的技术。

用于解决问题的手段

为了达成上述目的，本发明的一个方式所涉及的发送装置包括天线谐振部、驱动部、检测部和控制部。

所述天线谐振部包括天线线圈和阻抗匹配部。

所述驱动部生成去往所述天线谐振部的发送信号。

所述检测部对所述驱动部工作用的驱动电流或驱动电力进行检测。

所述控制部能够生成对所述阻抗匹配部进行控制的控制信号，并使用所述控制信号中由所述检测部检测出的驱动电流或驱动电力成为最小的最佳控制值，对所述天线谐振部的谐振频率进行控制。

根据这种结构，由于控制谐振频率使得驱动部工作用的驱动电流或基于该驱动电流的驱动电力成为最小，因此无论有无升压器，均能够根据发送装置被使用的环境的变动，适当地控制为天线的谐振频率，从而能够获得稳定的通信特性。

所述控制部也可以构成为，通过在给定的搜索范围内输出所述控制信号，从而检测所述最佳控制值。

所述检测部也可以构成为，输出所述驱动电流的平均值或有效值。

所述发送装置也可以还具备存储部，所述存储部对与所述驱动电流或所述驱动电力成为最小时的所述阻抗匹配部中的被控制量对应的最佳时间差，即所述发送信号与流经所述天线线圈的天线电流之间的最佳时间差进行存储。

由此，控制部能够基于最佳时间差，使用与该最佳时间差对应的最佳控制值，对谐振频率进行控制。

所述发送装置也可以还具备测量部，所述测量部对所述发送信号与流经所述天线线圈的天线电流之间的时间差进行测量。

所述控制部也可以构成为，通过在给定的搜索范围内输出所述控制信号，从而取得由所述测量部测量出的时间差，并基于该测量出的时间差与所述最佳时间差的比较结果来检测所述最佳控制值。

由此，发送装置能够使用与环境的变动对应的最佳控制值。

所述测量部具有相位比较器，所述相位比较器对从所述驱动部输出并向所述天线谐振部输入的所述发送信号的相位与所述天线电流的相位进行比较。

所述驱动部也可以具有：振荡部；以及一对差分放大器，被输入来自所述振荡部的信号，并分别生成第一信号以及相位与所述第一信号的相位相反的第二信号作为所述发送信号。

所述相位比较器也可以构成为，对所述一对差分放大器分别生成的信号中的所述第一信号的相位与基于所述第一信号的所述天线电流的相位进行比较。

所述驱动部也可以具有：外部驱动部，其对所述天线电流进行放大；振荡部；以及一对差分放大器，被输入来自所述振荡部的信号，并分别生成第一信号以及相位与所述第一信号的相位相反的第二信号作为所述发送信号。

所述相位比较器也可以构成为，对所述一对差分放大器分别生成的信号中的所述第一信号的相位与基于所述第二信号的所述天线电流的相位进行比较。

所述驱动部也可以具有对所述天线电流进行放大的外部驱动部。

本发明的其他方式所涉及的发送装置具备上述的天线谐振部、上述的驱动部、测量部和控制部。

所述测量部对所述发送信号与流经所述天线线圈的天线电流之间的时间差进行测量。

所述控制部能够生成对所述阻抗匹配部进行控制的控制信号，并使用所述控制信号中的最佳控制值，对所述天线谐振部的谐振频率进行控制。所述最佳控制值为，与由所述测量部测量出的时间差中所述驱动部工作用的驱动电流或驱动电力成为最小时的最佳时间差对应的值。

根据这种结构，由于使用最佳时间差，来控制谐振频率使得驱动部工作用的驱动电流或基于该驱动电流的驱动电力成为最小，因此无论有无升压器，均能够适当地控制为天线的谐振频率，从而能够获得稳定的通信特性。

本发明的一个方式所涉及的天线驱动装置为对包括天线线圈和阻抗匹配部的天线谐振部进行驱动的天线驱动装置，并具备生成部、取得部和控制部。

所述生成部生成去往所述天线谐振部的发送信号。

所述取得部取得由对所述驱动部工作用的驱动电流或驱动电力进行检测的检测部检测出的所述驱动电流的值。

所述控制部能够生成对所述阻抗匹配部进行控制的控制信号，并使用所述控制信号中由所述检测部检测出的驱动电流或驱动电力成为最小的最佳控制值，对所述天线谐振部的谐振频率进行控制。

本发明的其他方式所涉及的天线驱动装置为对包括天线线圈和阻抗匹配部的天线谐振部进行驱动的天线驱动装置，并具备上述的生成部、取得部和控制部。

所述取得部取得由对所述发送信号与流经所述天线线圈的天线电流之间的时间差进行测量的测量部测量出的所述时间差。

所述控制部能够生成对所述阻抗匹配部进行控制的控制信号，并使用所述控制信号中的最佳控制值，对所述天线谐振部的谐振频率进行控制。所述最佳控制值为，与由所述测量部测量出的时间差中所述驱动部工作用的驱动电流或驱动电力成为最小时的最佳时间差对应的值。

本发明的一个方式所涉及的调谐方法为，具备上述的天线谐振部和上述的驱动部的发送装置所进行的所述天线谐振部的谐振频率的调谐方法。

输出对所述阻抗匹配部进行控制的控制信号。

通过根据所述控制信号的输出来检测所述驱动部工作用的驱动电流或驱动电力，从而检测所述控制信号中所述驱动电流或所述驱动电力成为最小的最佳控制值。

本发明的其他方式所涉及的调谐方法为，具备上述的天线谐振部和上述的驱动部的发送装置所进行的所述天线谐振部的谐振频率的调谐方法。

输出对所述阻抗匹配部进行控制的控制信号。

根据所述控制信号的输出来测量所述发送信号与流经所述天线线圈的天线电流之间的时间差。

通过对所测量出的时间差和与所述驱动部工作用的驱动电流或驱动电力成为最小时的所述阻抗匹配部中的被控制量对应的最佳时间差，即所述发送信号与流经所述天线线圈的天线电流之间的最佳时间差进行比较，从而对所述控制信号中所述驱动电流或所述驱动电力成为最小的最佳控制值进行检测。

也可以提供执行上述调谐方法的发送装置的程序。

发明效果

以上，根据本发明，无论有无升压器，均能够适当地控制为天线的谐振频率，由此能够获得稳定的通信特性。

附图说明

图1为表示本发明的一个实施方式所涉及的非接触通信系统的结构的框图。

图2表示作为图1所示的发送装置的不具有升压器的发送装置的电路结构。

图3表示作为图1所示的发送装置的具有升压器的发送装置的电路结构。

图4表示参考例所涉及的不具有升压器的发送装置的基本的电路结构。

图5表示参考例所涉及的具有升压器的发送装置的基本的电路结构。

图6的a～c为表示在图4所示的参考例所涉及的发送装置中，谐振条件下的各部的信号的计算结果的曲线图。

图7的a～c为表示在图5所示的参考例所涉及的发送装置中，谐振条件下的各部的信号的曲线图。

图8为针对不具有升压器以及具有升压器的发送装置双方汇总了谐振条件的表。

图9的a为针对不具有升压器的发送装置，表示电容cp与驱动电力、天线电流以及时间差之间的关系的曲线图。图9的b为针对具有升压器的发送装置，表示电容cp与驱动电力、天线电流以及时间差之间的关系的曲线图。

图10为表示在具有升压器的发送装置中，针对各种值的匹配阻抗的电容cp与天线电流以及驱动电力之间的关系的曲线图。

图11为表示在具有升压器的发送装置中，针对各种值的匹配阻抗的电容cp与时间差之间的关系的曲线图。

图12为表示在具有升压器的发送装置中，匹配阻抗与天线电流、时间差、驱动电力之间的关系的曲线图。

图13为表示基于驱动电力最小法的调谐方法的流程图。

图14为表示基于最佳时间差法的调谐方法的流程图。

图15为表示非接触供电系统的结构的框图。

图16表示该非接触供电系统中的具有外部驱动电路的发送装置(供电装置)的电路结构。

图17表示该外部驱动电路的结构。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

1.非接触通信系统

1.1)非接触通信系统的结构

图1为表示本发明的一个实施方式所涉及的非接触通信系统的结构的框图。另外，图1中，在各电路框之间，用实线箭头表示与信息的输入输出相关的配线，用虚线箭头表示与电力的供给相关的配线。

本发明的一个实施方式所涉及的非接触通信系统1应用于以国际标准iso/iec18092为基础的包括nfc-a、nfc-b、nfc-f等在内的近距离无线通信技术即nfc(nearfieldcommunication)。

非接触通信系统1具备发送装置100和接收装置200。非接触通信系统1在发送装置100与接收装置200之间通过非接触通信来进行信息的收发。另外，作为非接触通信系统1的例子，例如，可以举出组合了以felica(注册商标)为代表的非接触ic卡标准和nfc标准的通信系统。

1.2)发送装置

对发送装置100进行说明。发送装置100为具有以非接触的方式对接收装置200读写数据的读写(r/w)功能的装置。如图1所示，发送装置100具备天线谐振部110、天线驱动部130(驱动部、天线驱动装置)(参照图2)、检测部106以及存储部145。

图1所示的天线谐振部110具有初级侧天线部112以及阻抗匹配部114，如后文所述，构成具备天线线圈l1以及谐振电容器(可变电容电容器)的谐振电路。天线谐振部110在其与接收装置200的次级侧天线部201之间，通过电磁耦合来收发信号。

初级侧天线部112具有通过谐振电路发送期望频率的发送信号，并且接收来自接收装置200的响应信号的功能。

阻抗匹配部114具有作为取得天线驱动部130的发送信号生成部(生成部)101与初级侧天线部112之间的阻抗的匹配的匹配电路的功能。本实施方式中，如后文所述，通过天线驱动部130的控制部如后述那样对阻抗匹配部114进行控制，从而实现发送信号生成部101与初级侧天线部112之间的阻抗匹配以及谐振频率的最佳化。

天线驱动部130主要具有发送信号生成部101、调制电路102、解调电路103以及控制部140。

发送信号生成部101具有如下功能，即，通过从调制电路102输入的发送数据对期望频率(例如13.56mhz)的载波信号进行调制，并经由阻抗匹配部114将该调制后的载波信号向初级侧天线部112输出。

调制电路102具有如下功能，即，对从控制部140输入的发送数据进行编码，并将该编码后的发送数据输出到发送信号生成部101。

解调电路103具有经由阻抗匹配部114取得由初级侧天线部112接收到的响应信号，并对该响应信号进行解调的功能。并且，解调电路103具有将解调后的响应数据向控制部140输出的功能。

控制部140具有按照来自外部的指令或内置的程序，生成各种控制用的指令信号，并将该指令信号向调制电路102输出，对电路的动作进行控制的功能。另外，控制部140具有生成与指令信号对应的发送数据，并将该发送数据提供给调制电路102的功能。而且，控制部140具有基于由解调电路103解调后的响应数据进行给定的处理的功能。

具体而言，控制部140具有对发送装置100的r/w功能和卡功能进行控制的功能。r/w功能是发送装置100与作为次级侧设备(对方侧设备)的接收装置200进行通信(数据的读写)的功能。所谓卡功能，是图1所示的作为次级侧设备的接收装置200的功能，意味着发送装置100具有该功能。

另外，控制部140生成对阻抗匹配部114进行控制的控制信号(例如控制电压)，并将该控制信号向阻抗匹配部114输出。阻抗匹配部114如后述那样具备可变电容器(可变电容电容器)，并通过控制信号对可变电容器的电容(被控制量)进行控制。由此，对天线谐振部110的谐振频率进行控制。

另外，控制部140可以功能性地或者物理性地分成对发送装置100的整个系统进行控制的控制部和对信号的收发进行控制的收发控制部。在该情况下，收发控制部构成为，主要执行上述的阻抗匹配部114的控制。

控制部140例如主要由cpu(centralprocessingunit，中央处理单元)及/或pld(programmablelogicdevice，可编程逻辑器件)构成。

检测部106具有对从与天线驱动部130连接的电源107供给的电流进行检测的功能。该电流为供天线驱动部130(及/或后述的升压器)工作的驱动电流。

1.3)接收装置

接下来，对接收装置200进行说明。另外，在图1所示的例子中，示出了由作为非接触ic卡工作的移动设备构成接收装置200的例子。另外，在该例子中，对接收装置200具备控制自身的谐振频率的功能的例子进行说明。

如图1所示，接收装置200具有作为接收天线的功能的次级侧天线部201、整流部204、接收控制部202、解调电路205、系统控制部203、调制电路206、恒压部207、蓄电池208。

次级侧天线部201例如具有由未图示的谐振线圈以及多个谐振电容器构成的谐振电路。该谐振电容器成为包括通过施加控制电压从而使电容变化的可变电容器的结构。次级侧天线部201具有通过电磁耦合而与发送装置100的初级侧天线部112进行通信，受到初级侧天线部112产生的磁场，并接收来自发送装置100的发送信号的功能。此时，以使次级侧天线部201的谐振频率成为期望频率的方式，对可变电容器的电容进行控制。

整流部204例如由半波整流电路构成，该半波整流电路由整流用二极管和整流用电容器构成，整流部204具有将由次级侧天线部201接收的交流电力整流为直流电力，并将该整流后的直流电力向恒压部207输出的功能。

恒压部207具有对从整流部204输入的电信号(直流电力)实施电压变动(数据成分)的抑制处理以及稳定化处理，并将该处理后的直流电力向接收控制部202供给的功能。另外，经由整流部204及恒压部207输出的直流电力作为用于使接收装置200内的ic工作的电源而使用。

接收控制部202具有对次级侧天线部201的谐振特性进行控制，实现接收时的谐振频率的最佳化的功能。具体而言，向次级侧天线部201内所包含的可变电容器施加控制电压而对其电容进行控制，由此，对次级侧天线部201的谐振频率进行控制。

解调电路205具有对由次级侧天线部201接收的接收信号进行解调，并将该解调后的信号向系统控制部203输出的功能。

系统控制部203具有基于由解调电路205解调后的信号，判断其内容并进行必要的处理，控制调制电路206及接收控制部202的功能。

调制电路206具有按照由系统控制部203判断的结果(解调信号的内容)对接收载波进行调制并生成响应信号的功能。另外，调制电路206具有将所生成的响应信号向次级侧天线部201输出的功能。从调制电路206输出的响应信号通过非接触通信而从次级侧天线部201发送至初级侧天线部112。

蓄电池208具有向系统控制部203供给电力的功能。向蓄电池208的充电通过将蓄电池208的充电端子连接于外部电源50而进行。如图1所示的例子，接收装置200为内置蓄电池208的结构的情况下，能够将更稳定的电力供给至系统控制部203，从而能够实现稳定的动作。

另外，接收装置200也可以为不使用蓄电池208，而使用经由整流部204及恒压部207生成的直流电力来对系统控制部203进行驱动的结构。

本实施方式的非接触通信系统1中，在发送装置100的初级侧天线部112与接收装置200的次级侧天线部201之间，经由电磁耦合以非接触的方式进行数据通信。因此，为了在发送装置100及接收装置200中高效地进行通信而构成为，初级侧天线部112及次级侧天线部201的各谐振电路以相同的载波频率(例如13.56mhz)进行谐振。

2.发送装置的电路结构

2.1)不具有升压器(外部驱动部)的发送装置

图2表示作为图1所示的发送装置100的不具有升压器的发送装置100a的电路结构。不具有升压器的发送装置100a中，天线驱动部130作为“驱动部”发挥功能。

天线谐振部110具有天线线圈l1及与天线线圈l1连接的阻抗匹配部114。阻抗匹配部114防止天线驱动部130与天线线圈l1的阻抗不匹配，不论天线线圈l1如何而使天线驱动部130的负载(阻抗)总是恒定且为纯电阻。

例如，天线谐振部110构成为，可变电容器(并联谐振电容器)vc1与天线线圈l1并联连接，并且固定电容的电容器c2、c5(串联谐振电容器)与天线线圈l1串联连接的串并联谐振电路。可变电容器vc1通过输入至其的控制电压(控制信号)发生变化，从而电容发生变化，由此，天线谐振部110的谐振频率发生变化。另外，可以构成为设置有多个可变电容器，这些多个可变电容器的电容通过相同的控制电压值而发生变化。

电容器c9、c10(并联谐振电容器)为用于吸收因天线尺寸的差异等而引起的天线特性差的追加电容器。若将电容器c9、c10的电容分别设为cp2，将可变电容器vc1的电容设为cp1，则它们的合成电容成为cp1+cp2/2。可变电容电容器vc1构成为，若所施加的控制电压变大则电容减少。因此，若控制电压变大，则谐振频率变高。

电容器c7、c8具有用于使施加于可变电容器vc1的上述控制电压(dc电压)不漏至天线l3的dc截止的功能。为了减小后述的调谐的执行时的影响，与作为合成电容(cp1+cp2/2)的例如200pf相比，电容器c7、c8的电容被设定为足够大的10nf。在电容器c7、c8的电容较小的情况下，会出现可变电容器vc1的可变率减少等影响。

阻抗匹配部114具有决定天线谐振部110的q值(qualityfactor，锐度)的阻尼电阻r5、r6。本实施方式中，阻尼电阻r5、r6被设为短路电阻(0ω)。

滤波部120具有线圈l2、l3和电容器c1、c4，并具有emc(electromagneticcompatibility，电磁兼容性)功能。从天线驱动部130输出的高频的振荡信号(上述发送信号)为矩形波。滤波部120具有去除该振荡信号所引起的高频噪声的功能。滤波部120的截止频率被设为16mhz～20mhz。线圈l2、l3分别与电容器c2、c5的一个端子连接。电容器c1、c4分别连接于线圈l2、l3与接地之间。

天线驱动部130的发送信号生成部101具备：能够控制振荡频率的振荡部131；将由振荡部131获得的振荡信号供给至天线谐振部110的脉冲发生部135；以及控制振荡部131的输出增益的增益控制器132。脉冲发生部135也作为驱动部发挥功能。

振荡部131由频率可变振荡器构成，该频率可变振荡器被控制部140控制为输出横跨12mhz～17mhz的宽范围的发送频率的信号。典型地，振荡频率被控制为13.56mhz，但在设计上，也存在被控制为从13.56mhz偏离的振荡频率的情况。该偏离的振荡频率为根据制造商或产品模型而不同的固有值。

控制部140进行控制以使由振荡部131输出的振荡频率与目标频率f0(上述的13.56mhz或从13.56mhz偏离的振荡频率)一致。

本实施方式中，上述目标频率f0为，通过天线谐振部110的电感、q值、阻抗等的设计而决定的设计值。它们为决定天线特性的设计值。

脉冲发生部135根据从振荡部131供给的高频的振荡信号生成正相的脉冲信号(例如第一信号)和相位与之相反的脉冲信号(例如第二信号)，并将这些信号作为发送信号而输出至滤波部120。例如，脉冲发生部135包括分别生成这两个信号的一对差分放大器a1、a2。

天线驱动部130具有将来自控制部140的数字的控制电压值转换为模拟信号的dac(数模转换器)136。由dac136转换得到的模拟的偏置控制电压施加于可变电容器vc1。另外，天线驱动部130具有将表示由检测部106检测出的电流值的dc电压信号数字化的adc(模数转换器)134。

天线驱动部130具有对脉冲发生部135的发送信号与作为流经天线部的电流的天线电流之间的时间差进行测量的测量部105。例如，测量部105具有相位比较器a3和延迟计算部108。通过由从tx1端子及tx2端子分别输出的信号构成的发送信号，天线电流流向天线线圈l1。能够利用与天线线圈l1的两端连接的rx1端子(或者，后述的发送装置100b中的rx2端子)，将上述天线电流的相位取入天线驱动部130内。

例如，向相位比较器a3的非反相输入端子，输入作为发送信号的来自差分放大器a1的信号。向反相输入端子输入基于发送信号的天线电流(在阻抗匹配部114中，流经供给发送信号的线的电流)的信号。相位比较器a3构成为，对这些信号的相位进行比较并输出与相位差相当的电压信号。延迟计算部108具有如下功能，即，基于该相位差，计算出其时间差，并将该时间差输出至控制部140。

测量部105也可以设置于天线驱动部130的外部。

发送装置100a具备对天线参数、振荡部131的振荡频率等的设定值、上述时间差等进行存储的存储部145。

天线驱动部130例如由lsi(largescaleintegration)构成。检测部106及存储部145中的至少一个可以设置于该lsi的内部。另外，构成控制部140的电路中的一部分或全部可以设置于该lsi(天线驱动部130)的外部。

在用于实现r/w功能的rw模式中，控制部140执行控制，使得振荡部131以上述的频率范围内的任意的频率进行振荡，脉冲发生部135将具有该频率的信号分别输出至tx1端子及tx2端子。另一方面，在用于实现卡功能的卡模式中，控制部140进行如下控制，即，利用未图示的接收电路对在天线谐振部110的天线线圈l1感应的接收信号进行检测，并通过负载调制进行响应。

2.2)具有升压器(外部驱动部)的发送装置

图3表示作为图1所示的发送装置100的具有升压器的发送装置100b的电路结构。在这以后的说明中，对于与图2所示的方式涉及的发送装置包含的要素、功能等实质相同的要素标注同一符号，并简化或省略其说明，以不同点为中心进行说明。

在该发送装置100b中，具备连接于天线驱动部130与滤波部120之间的升压器170。在具有升压器的发送装置100b中，主要由升压器170作为“驱动部”发挥功能。升压器170具有通过使来自天线驱动部130的输出电压放大，从而使天线电流的振幅增大的功能。

与图2所示的发送装置100a中的向脉冲发生部135供给电力的电力供给线(vc1_drive的线)不同的电力供给线(vc2_drive的线)经由检测部106与升压器170连接。即，检测部106检测向升压器170供给的电力(电流)。

在图2所示的发送装置100a中，如上所述，在测量部105中的相位比较器a3的反相输入端子输入有基于差分放大器a1所生成的信号的天线电流的信号rx1。与此相对，在该发送装置100b中，在相位比较器a3的反相输入端子输入有基于脉冲发生部135中的差分放大器a2所生成的信号的天线电流(在阻抗匹配部114中，流经供给该差分放大器a2所生成的信号的线的电流)的信号rx2。对于该差异的含义在后文叙述。

3.用于理解本实施方式所涉及的发送装置(图1、2)的动作的参考例

3.1)参考例所涉及的信号装置的结构

图4表示参考例所涉及的不具有升压器的发送装置的基本的电路结构。该发送装置10a具备lsi部330(天线驱动部)、滤波部320、阻抗匹配部314及天线线圈l1。阻抗匹配部314具有固定电容的串联谐振电容器c2、c5和并联谐振电容器c9、c10。

图5表示参考例所涉及的具有升压器170的发送装置的基本的电路结构。该发送装置10b在图4所示的发送装置10a中，在lsi部330与滤波部320之间插入有升压器170。该升压器170例如为在结算终端使用的电路。

升压器170通过晶体管q1、q2和线圈l5、l6来进行电压放大。驱动电压例如被设为5v。晶体管q1、q2通过使流过线圈l5、l6的各个电流接通/断开(on/off)，从而产生比驱动电压5v高的电压，使驱动电流增大。

为了对由线圈l5、l6引起的相位延迟进行校正，使升压器170所引起的相位变化大致为零，电容器c13、c14的电容被设定为满足ωl＝1/ωc。升压器170中的相位变化通过线圈l5及电容器c1而抵消，因此无论有无升压器170，阻抗匹配部314的各电容器c2、c5、c9、c10的电容均能够使用同样的值。实际上，由于产生lsi部330的输出阻抗的影响或电容器c13所引起的相位校正偏差，因此如图8的表所示，实现了并联谐振电容器c9、c10和串联谐振电容器c2、c5的电容的最佳化。

图3所示的发送装置100b中的升压器170具有与图5所示的升压器170相同的结构。

3.2)驱动脉冲及天线电流的时间差

图6的a～c为表示在图4所示的参考例所涉及的发送装置10a中，谐振条件(电容器c2、c5、c9、c10被最佳化的状态)下的各部的信号的计算结果的曲线图。具体而言，图6的a为流经lsi部330中的电阻r1的电流，表示lsi部330工作用的驱动电流。图6的b表示流经天线线圈l1的天线电流。图6的c表示基于电源v1、v2的驱动脉冲。

另外，与由图1所示的电源107供给的电力相当的电力相当于从图4所示的电源v1、v2供给的电力的一部分(图2的“vc1_drive”)。

考虑在这种谐振条件下，求取驱动脉冲(即发送信号)及天线电流的时间差。为此，需要考虑驱动脉冲及天线电流各自的相位基准点。

在该发送装置10a中，驱动脉冲通过差分电路而生成，该差分电路由电压v1、v2的相位偏移了180°(极性相反)的两个脉冲驱动。驱动脉冲为vp、vn的差信号，因此成为－3～+3v的6vpp。驱动脉冲的相位基准点为成为0v的点，为驱动脉冲的上升定时t1。

由于发送装置10a对包含线圈的电路进行驱动，因此驱动电流不是正弦波而产生畸变。驱动电流的相位基准点为成为0ma的点。与此相对，由于成为13.56mhz的谐振电路，因此天线电流成为规整的正弦波，天线电流的相位基准点的0ma可容易求出。

在这种谐振条件下，从驱动脉冲的相位基准点、即驱动脉冲的上升定时t1到天线电流的相位基准点的定时t2的时间差为14.9ns。与该时间差(t2－t1)相当的相位差能够根据该时间差14.9ns和频率13.56mhz来计算。

图7的a～c为表示在图5所示的参考例所涉及的发送装置10b中，谐振条件(电容器c2、c5、c9、c10被最佳化的状态)下的各部的信号的曲线图。具体而言，图7的a为流经lsi部330中的电阻r1的电流。图7的b为流经升压器170的线圈l5的电流，表示驱动电流(例如基于驱动电压5v的电源电流)。图7的c表示天线电流，图7的d表示基于电源v1、v2的驱动脉冲。

另外，与由图1所示的电源107供给的电力相当的电力相当于从图4所示的电源v0供给的电力的一部分(图3的“vc2_drive”)。

关于该发送装置10b，也与上述发送装置10a的情况相同地，考虑求取驱动脉冲(即发送信号)及天线电流的时间差。

在该发送装置10b中，由于升压器170的线圈l5、l6的放大效果，如图7的b所示可知，在驱动电流产生了较大的畸变，另外，无法明确该驱动电流的相位基准点。

如图7的a所示，可知与图6的a的驱动电流相当的lsi部330的输出电流仅对晶体管q1、q2进行驱动即可，因此成为脉冲性的驱动电流，电流值变小，不是连续波且畸变多。因此，可知进行该lsi部330的输出电流的电流检测并不容易(不适宜)。

如图7的c所示，可知由于升压器170，尽管阻抗z为相同的80ω，但天线电流与图6的b所示的天线电流相比，振幅增加为1.7倍。

在发送装置10b中，从lsi部330输出的脉冲信号由于晶体管q1、q2而反相。因此，天线电流的相位基准点需要从图7的d中由定时t2所示的下降沿移位(反相)至由定时t4所示的上升沿。也就是说，相位基准点需要移位驱动脉冲的半周期的量。

在该情况下，驱动脉冲与天线电流的相位基准点彼此之间的时间差成为从驱动脉冲的上升沿的定时t3到天线电流的相位基准点(从上升成为0ma的点)的定时t4。该时间差(t4－t3)成为17.7ns。

从驱动脉冲的下降的定时t1到天线电流的相位基准点(从下降成为0ma的点)的定时t2的时间差也为相同的17.7ns。

由于晶体管q1所引起的时间延迟、电容器c13所引起的相位校正偏差，因此该发送装置10b中的时间差(17.7ns)成为比发送装置10a中的时间差(14.9ns)大了约3ns的值。

为了实现上述相位基准点的移位或沿的反相，如图3所示，输入至发送装置10b中的相位比较器a3的反相输入端子的信号与输入至发送装置10a中的相位比较器a3的反相输入端子的信号不同(180°移位或反相后的信号)。

3.3)谐振条件

图8为针对发送装置10a、10b汇总了谐振条件的表。具体而言，示出了匹配阻抗、并联谐振电容器c9、c10的电容(cp)、串联谐振电容器c2、c5的电容(cs)、天线电流以及时间差。

图9的a为针对发送装置10a表示电容cp与驱动电力、天线电流及时间差之间的关系的曲线图。此处的驱动电力为供给至天线驱动部(lsi部330)的电力，在曲线图中示出其有效值(或者平均值)。

图9的b为针对发送装置10b表示电容cp与驱动电力、天线电流及时间差之间的关系的曲线图。此处的驱动电力为供给至升压器的电力，曲线图中示出其有效值(或者平均值)。

如图9的a所示，若电容cp变大(谐振频率变低)，则时间差变大，天线电流变低。可知驱动电力在作为谐振条件的cp＝116pf下成为最小。也就是说，在谐振条件下，能够最高效地驱动天线电流。若电容cp较大则天线电流减小的理由在于，阻抗z由于谐振频率偏移而变得大于80ω。

如图9的b所示，可知若电容cp变大(谐振频率变低)，则与图9a相同地，时间差变大，但天线电流在谐振条件的cp＝115pf下成为最大，在该情况下，驱动电力成为最小。

在发送装置10a、10b中，虽然驱动电压不同，但电压均为固定，因此通过检测驱动电流，也能够测量出驱动电力。

从以上可理解，通过使时间差与最佳值(最佳时间差)一致，或者使驱动电力(或驱动电流)成为最小，从而无论有无升压器170，均能够进行谐振频率的自动调谐。以下，将利用前者的调谐方法称为最佳时间差法，将利用后者的调谐方法称为驱动电力最小法。关于具体的调谐方法的详细内容将在后文叙述。

调谐主要是对用于适当地控制谐振频率的输入至可变电容器vc1的控制信号的最佳值(最佳控制值)进行检测。根据发送装置10a、10b被使用的环境，最佳控制值会发生变动。因此，据此对最佳控制值进行检测是与能够适当地控制为天线的谐振频率、获得稳定的通信特性紧密相连的。

图10为表示在发送装置10b中，针对各种值的匹配阻抗的电容cp与天线电流及驱动电力之间的关系的曲线图。曲线图中，实线表示天线电流，虚线表示驱动电力。()内的值表示匹配阻抗(ω)。即，匹配阻抗被设定为40、80、120、160、200ω。另外，天线线圈l1的电感被设定为2μh。

为了在保持谐振条件的状态下，改变匹配阻抗，需要改变串联谐振电容器及并联谐振电容器双方的电容。本实施方式中，在各个匹配阻抗下，串联谐振电容器的电容最佳化，并被设为固定。

不依赖于匹配阻抗，在谐振条件下天线电流成为最大，该天线电流最大的情况下的电容cp所对应的驱动电力与最小值大致一致。即使改变匹配阻抗，驱动电力最小的情况下的电容cp也为与谐振频率对应的电容，而不会发生改变。因此，驱动电力最小法与最佳时间差法相比，具有无需考虑匹配阻抗的优点。

图11为表示在发送装置10b中，针对各种值的匹配阻抗的电容cp与时间差之间的关系的曲线图。匹配阻抗和天线线圈l1的设定值与图10的情况相同。若匹配阻抗变大，则谐振条件下的时间差变大。因此，需要按照每个匹配阻抗，改变最佳时间差即最佳的相位差。

图12为表示在发送装置10b中，匹配阻抗与天线电流、时间差、驱动电力之间的关系的曲线图。天线线圈l1的设定值与图10、11的情况相同。

关于天线电流，虽然若匹配阻抗变大则其会变大，但在160ω达到峰值，在200ω会稍微减少。与此相对，时间差单调増加，驱动电力单调减少，均可以视为大致直线。

升压器170(的驱动部)的输出阻抗由线圈l5、l6的电感决定。因此，认为谐振条件下的天线电流具有峰值的情况是由与该电感(1.5μh)之间的阻抗匹配引起的。

谐振频率13.56mhz下的线圈l5、l6的阻抗约为130ω，因此在此附近电流成为最大。例如，线圈l5的阻抗通过[2πf(＝13.56mhz)×电感值l5]来计算。由于晶体管q1、q2的接通/断开所引起的反电动势的大小(升压器170效果的大小)由线圈l5、l6的电感决定，因此只要从与输出阻抗之间的平衡来进行最佳的设计即可。

从图12可知，在具有升压器170的发送装置中，通过将匹配阻抗设定为较高，能够通过更少的驱动电力获得大的天线电流。因此，具有升压器170的发送装置在蓄电池驱动的设备中较为有用。

4.调谐方法

以下，对由图1或2所示的发送装置100a、100b执行的谐振频率的调谐方法进行说明。

4.1)驱动电力最小法

图13为表示利用驱动电力最小法的调谐方法的流程图。该驱动电力最小法为可应用于发送装置100a、100b双方的方法。

控制部140从存储部145读取目标频率f0，并将该目标频率f0设定于振荡部131(步骤101)。另外，控制部140将预先存储于存储部145的天线参数设定于控制部140的内部寄存器、增益控制器132等(步骤102)。

天线参数例如为，阻抗、q值、从振荡部131输出的振荡信号的增益、作为给可变电容器vc1的控制信号的dac136的控制电压值(作为初始值例如为0v)等。

在步骤103～106中，控制部140执行对最佳控制值进行检测的处理。

例如，控制部140在给定的搜索范围内(例如0～3v)，扫描作为控制信号的控制电压。具体而言，控制部140使向dac136输出的控制电压值从例如0v起，按每一个步骤各增加单位电压，并按该每一个步骤，由检测部106测量驱动电流，并计算驱动电力(步骤103)。在该情况下，控制部140作为取得驱动电力值的取得部而发挥功能。

控制部140使控制电压值不断增加直至作为系统电压的最大值的3v(直至测量结束)。在0～3v之间(步骤106)，控制部140若检测出驱动电力的最小值(步骤104的是)，则将驱动电力成为最小时的作为向dac136输出的控制电压值的最佳控制值存储于存储部145(步骤105)。在步骤105中，可以预先存储测量到的最小的驱动电力值。

在步骤103中，具体而言，控制部140只需对前次测量到的值与本次测量到的值进行比较，并在本次测量到的值小于前次测量到的值的情况下，保持该值即可。

在步骤103中，控制部140也可以不计算驱动电力，而取得测量到的驱动电流值，并在步骤104中检测最小的驱动电流。在该情况下，控制部140或adc134作为取得驱动电流值的取得部而发挥功能。并且，控制部140在步骤105中，将驱动电流成为最小时的作为向dac136输出的控制电压值的最佳控制值存储于存储部145。

控制部140在使控制电压值增加至3v之后(步骤106的是)，将通常的通信用的振荡频率(例如13.56mhz)设定于振荡部131(步骤107)。控制部140设定通信用的天线参数(步骤108)，并结束调谐处理。作为通信用的天线参数之一，具有存储于存储部145的最佳控制值。也就是说，在通信时，控制部140使用存储于存储部145的最佳控制值对谐振频率进行控制。

4.2)最佳时间差法

图14为表示利用最佳时间差法的调谐方法的流程图。该最佳时间差法为能够应用于发送装置100a、100b双方的方法。对于该流程图中与图13所示的步骤相同的步骤，省略其说明。

控制部140在步骤202中，提取存储于存储部145的最佳时间差，并将该最佳时间差设定为天线参数中的一个。最佳时间差只需在发送装置100a、100b的出厂时(制造时)，存储于存储部145即可。可以设为在出厂后，在任意或给定的定时，能校正或更新最佳时间差。

在步骤203中，例如，控制部140在给定的搜索范围内(例如0～3v)，扫描作为控制信号的控制电压。具体而言，控制部140使控制电压从0v起，每一个步骤各增加单位电压，在该每一个步骤，均通过测量部105对驱动脉冲(发送信号)与天线电流的时间差进行测量(步骤203)。控制部140取得测量到的时间差，在该情况下，控制部140作为取得部而发挥功能。

在测量到的时间差为上述设定的最佳时间差以下的情况下(步骤204的是)，控制部140将该测量到的时间差作为最佳时间差。并且，控制部140将检测到最佳时间差时的作为向dac136输出的控制电压值的最佳控制值存储于存储部145(步骤205)。

在图13所示的驱动电力最小法中，在流程图中，需要搜索0～3v的所有控制电压值。但是，在该最佳时间差法中，无需搜索0～3v的所有控制电压值(给定的搜索范围)，在步骤203、204中检测到最佳时间差的时间点，便能够结束搜索。

控制部140在步骤108的通信用的天线参数的设定时，将在步骤205中所存储的最佳控制值设定为天线参数之一(步骤208)。

5.总结

如以上所述，驱动电力最小法中，以使驱动电流或基于该驱动电流的驱动电力成为最小的方式对谐振频率进行控制。因此，无论有无升压器170，均能够根据发送装置100a、100b被使用的环境的变动，适当地控制为天线的谐振频率，从而能够获得稳定的通信特性。

另外，驱动电力最小法中，由于与匹配阻抗无关，因此设计变得简单。

另一方面，最佳时间差法中，使用预先存储的发送信号及天线电流的最佳时间差，以使驱动电流或基于该驱动电流的驱动电力成为最小的方式对谐振频率进行控制。因此，与上述相同地，无论有无升压器170，均能够根据发送装置被使用的环境的变动，适当地控制为天线的谐振频率，从而能够获得稳定的通信特性。

本实施方式中，能够不依赖于升压器170的有无，即能够在发送装置100a、100b中使用相同的控制方法。因此，应用范围广，在成本方面也有益处。虽然为了进行基于nfc的通信，需要在存储卡内配置天线，但有时会搭载尺寸比存储卡的外形小的天线。作为天线的特性，由于为小型因此发出的电波变得微弱，从通信的观点出发，使用小型的天线是不利的。由于用于提高弱的电波强度的升压器的小型化较为困难，因此难以将升压器配置在存储卡内。本技术中，能够根据设备的尺寸，选择不具有升压器170的发送装置100a及具有升压器170的发送装置100b中的一个而组装于该设备。

6.非接触供电(无线供电)系统

能够将上述非接触通信系统1(图1参照)的技术应用于作为非接触供电系统的技术的wpc(wirelesspowerconsortium，无线充电联盟)等。

图15为表示非接触供电系统的结构的框图。该非接触供电系统2与图1所示的非接触通信系统1的不同点在于，设置有供电模式这一点，以及在受电装置250设置有充电控制部219这一点。在此，示出了与收发的双向通信对应的方式。

供电装置(发送装置)150的天线谐振部110由lc的谐振电路构成，例如在以qi格式熟知的电磁感应方式中，具有100～200khz的输出频率。如此，在系统允许作为格式的多种方式的情况下，由lsi(天线驱动部)使用的振荡频率、天线谐振部110中的天线线圈l1的规范不同。

作为该非接触供电系统2的供电方式，可应用电磁感应或磁场谐振等方式，并不依赖于方式。供电装置150发送载波信号，经由初级侧天线部112而于天线流通电流。通过流经天线线圈的电流而产生的磁场通过与受电装置250的次级侧天线部201磁性耦合，从而在次级侧天线部201激励出电压，进行能量的传输。

在非接触通信系统1的通信状态中，发送装置100与接收装置200之间的通信距离较长，距离发生改变。但是，例如作为供电方式，在以qi格式熟知的电磁感应方式中，成为将受电装置250(例如移动电话设备)置于供电装置150(例如供电发送衬垫)的形式，因此两者的距离始终为大致固定。这种非接触供电系统2在供电装置150及受电装置250分别具有谐振电路，由于位置偏移、被供电的设备从而其谐振频率发生偏移的问题与上述非接触通信系统1的(在非接触通信系统1中解决的)问题相同。

具体而言，初级侧天线部112及次级侧天线部201为了进行效率的传输，而以在载波频率下进行谐振的方式，由谐振电路构成。一般情况下，能效由电磁感应耦合的耦合系数k与天线的q值的乘积决定，优选为大的k和高的q。然而，若提高谐振电路的q，则会由于常量的偏差导致谐振频率大幅偏移，因此需要使用精度非常高的部件，或如前述那样调整谐振频率。

图16表示具有外部驱动部的供电装置150的电路结构。图17表示该外部驱动部370的结构。外部驱动部370构成为全桥电路。如图16所示，检测部106构成为，检测向外部驱动部370供给的电力(电流)。

非接触供电系统的供电装置也能够应用上述的发送装置的技术。即，无论有无外部驱动部，通过应用驱动电力最小法或最佳时间差法，能够根据供电装置被使用的环境的变动，适当的控制为天线的谐振频率，从而获得稳定的通信特性。

7.其他各种方式

本发明并不限定于以上所说明的实施方式，还能够实现其他各种实施方式。

在图2所示的发送装置100a中，例如可以向相位比较器a3的非反相输入端子输入作为发送信号的来自差分放大器a2的信号，向反相输入端子输入基于该发送信号的天线电流的信号。

同样地，在图3所示的发送装置100b中，可以向相位比较器a3的非反相输入端子输入作为发送信号的来自差分放大器a2的信号，向反相输入端子输入基于来自差分放大器a1的发送信号的天线电流的信号。

在发送装置100a、100b中，不使用最佳时间差法而仅利用驱动电力最小法执行调谐的情况下，可以不设置测量部105。

相反地，在发送装置100a、100b中，不使用驱动电力最小法而仅利用最佳时间差法执行调谐的情况下，可以不设置检测部106。

也能够组合以上所说明的各方式的特征部分中的至少两个特征部分。

符号说明

a1、a2…一对差分放大器

l1…天线线圈l1

vc1…可变电容电容器

100…发送装置

100a…发送装置(不具有升压器)

100b…发送装置(具有升压器)

105…测量部

106…检测部

110…天线谐振部

114…阻抗匹配部

130…天线驱动部

131…振荡部

135…脉冲发生部

140…控制部

145…存储部

150…供电装置

170…升压器(外部驱动部)

370…外部驱动部。