本发明属于数字信号处理领域，特别涉及一种宽带高速零中频接收机的i/q失衡补偿技术。
背景技术：
零中频(zerointermediatefrequency)接收机一般也被称为直接下变频接收机，它意味着接收到的中频信号会被直接下变频为基带信号，或者说这种接收机不存在中频处理。当接收机的本振频率与接收信号的载波相位锁定时，称其为零外差。零中频接收架构之所以能吸引大量的关注是因为它具备超外差接收机所不具备的一些特点，首先就是接收架构中省去了中频处理单元，因而可以减少那些造价昂贵的中频无源滤波器(声表面波saw滤波器)，降低收发器件的成本和面积。零中频接收机采用有源低通滤波器来完成信道低通滤波，这种滤波器的带宽可以根据需要设计为可调，针对常见的模拟基带电路，接收机很容易被设计成多种模式，包括处理常见的射频前端信号。一方面，由于大部分的数字信号处理都发生在低频段，因而功率消耗可以降至最小化。另一方面，需要剩余的所有模拟器件都保持较低的噪声，因为，来自射频部分的增益并不是很高。需要注意的是，这种直接零中频接收机不需要频谱规划(需要耗费大量时间且有效性难以保证)，适用性也更广。
在零中频接收架构中，来自射频前端的信号被低噪声放大器放大后通过直接下变频，得到了两路相互正交的基带信号，分别记为同相的i支路和正交的q支路。来自模拟端的增益变化可能超过80db，并且信号在两条支路中的信道滤波也是相互分离的，以现有的技术水平设计的射频集成电路中，基带信号在通过两条完全分离的路径后很难在幅度和相位上保持一致性。而零中频接收机的最大特点就是没有中频处理模块，射频信号经过直接下变频成为数字基带信号，这也使得i/q失衡的影响变得更加明显。
现阶段i/q失衡的补偿方法主要分为两个方向：基于训练序列和盲估计校准。其中，easi(equivariantadaptiveseparationviaindependence)算法是盲道信源分离(bbs)中性能比较稳定的一个算法，同时也能有效的补偿i/q之间存在的失衡现象，但是easi的补偿性能会因为i/q失衡具有频率依赖性而受到影响，而这一缺陷也使得自适应盲分离算法的应用受到限制。
技术实现要素：
为解决easi无法有效补偿频率依赖性i/q失衡的问题，本发明提出一种宽带高速零中频接收机的i/q失衡补偿方法，将基于频率独立性的easi和可用于频率依赖性i/q补偿的circularity/properness-based相互级联，综合两种补偿算法的优势，有效有效的弥补easi无法有效补偿频率依赖性i/q失衡的缺陷。
本发明采用的技术方案为：一种宽带高速零中频接收机的i/q失衡补偿方法，将easi补偿模块和基于循环严平稳补偿模块相互级联。
进一步地，还包括：宽带高速零中频接收机模拟信号处理模块；所述宽带高速零中频接收机模拟信号处理模块输出与easi补偿模块输入相连；所述easi补偿模块输出与基于循环严平稳补偿模块的输入相连。
更进一步地，所述宽带高速零中频接收机模拟信号处理模块包括：射频滤波器、低噪声放大器、低通滤波器以及16个模数转换器；射频信号经过射频滤波器后，进入低噪声放大器，低噪声放大器的输出与本地晶振混频后得到模拟前端信号，模拟下变频后的信号通过低通滤波器分为了同相i和正交q支路，每个支路分别采用16个模数转换器完成信号采样。
进一步地，所述低通滤波器为模拟抗锯齿低通滤波器，用于滤除带外噪声和镜像频率。
进一步地，所述16个模数转换器在时域上交错分离。
进一步地，所述easi补偿模块采用重定时优化的16路并行easi补偿架构。
更进一步地，所述重定时优化的16路并行easi补偿架构的补偿过程为：
其中，b(·)表示补偿系数矩阵，n表示离散时间，j为并行系数，x(n)是待补偿数据，y(n)为补偿后数据，m为延迟数，
进一步地，所述基于循环严平稳补偿模块基于信号的瞬时值进行补偿处理。
本发明的有益效果：本发明通过将easi补偿模块和基于循环严平稳补偿模块相互级联；首先用第一级easi-based滤波器纠正较大的幅度和相位失衡，随后再用第二级circularity/properness-based(基于循环严平稳)自适应滤波器来补偿之前所有模块共同产生的频率依赖性i/q失衡；综合了两种补偿算法的优势，有效的弥补easi无法有效补偿频率依赖性i/q失衡的缺陷，可用于大部分集成电路模拟前端信号的i/q补偿；同时，本发明在面对零中频接收机的频率偏移时，同样具有纠正频偏的能力。
附图说明
图1为本发明的方案示意图。
图2为本发明实施例提供的重定时优化的16路并行easi补偿架构。
图3为本发明实施例提供的基于循环严平稳补偿架构。
图4为本发明实施例提供的滤波系数更新模块。
具体实施方式
为便于本领域技术人员理解本发明的技术内容，下面结合附图对本发明内容进一步阐释。
如图1所示为本发明实施例提供的方案示意图，本发明的技术方案为：一种宽带高速零中频接收机的i/q失衡补偿方法，通过将easi补偿模块和基于循环严平稳补偿模块相互级联；首先用第一级easi-based滤波器纠正较大的幅度和相位失衡，随后再用第二级circularity/properness-based(基于循环严平稳)自适应滤波器来补偿之前所有模块共同产生的频率依赖性i/q失衡。
本发明中的循环严平稳特性为现有技术，本发明在此不做详细阐述，该算法具体过程可参考文献：anttilal,valkamam,renforsm.circularity-basedi/qimbalancecompensationinwidebanddirect-conversionreceivers[j].ieeetransactionsonvehiculartechnology,2008,57(4):2099-2113。
具体包括：宽带高速零中频接收机模拟信号处理模块、easi补偿模块与基于循环严平稳补偿模块；宽带高速零中频接收机模拟信号处理模块；所述宽带高速零中频接收机模拟信号处理模块输出与easi补偿模块输入相连；所述easi补偿模块输出与基于循环严平稳补偿模块的输入相连。
宽带高速零中频接收机模拟信号处理模块的处理过程具体为：射频信号经过射频滤波器rffilter后，进入低噪声放大器lna，最后与本地晶振混频后得到了模拟前端信号，其中flo代表本地晶振频率。模拟下变频后的信号频谱已经被搬移到了零中频位置，并且通过一个模拟抗锯齿低通滤波器滤除了大部分的带外噪声和镜像频率。从模拟器件输出的信号分为了同相i和正交q支路，每个支路分别采用16个在时域上交错分离的模数转换器adc来完成信号采样，adc的工作频率为220mhz，吞吐率将会达到3.52gsps(gigasamplepersecond)。
easi补偿模块，本发明中的easi补偿模块采用重定时优化的16路并行easi补偿架构；如图2所示在easi补偿架构中，将位于b反馈环路中的四个延迟单元用于nextb矩阵的重定时优化，而y反馈环路中的四个单位延迟则用于b*x模块的关键路径缩短，最终得到如图2所示的重定时优化的16路并行easi补偿架构。使得系统时钟频率超过220mhz，同时经过16路并行化的处理，吞吐率正好为3.52gsps。
本实施例中选取(m+1)＝64使得迭代更新的滞后不会太久，但是又保证了足够的环路内单位延时，并且64这个特别的值是为了当并行系数j＝16时，每个环路至少可以均分到4个单位延时，从而改变环路的迭代边界，使得系统时钟频率最少可以提高四倍。
具体过程为：
通过向前展开，easi算法中的补偿过程和分离矩阵更新过程可以表示为：
y(n)≈b(n-m)x(n)(1)
其中，x(n)是待补偿数据，y(n)为easi补偿后数据，m为延迟数，i＝1,2,3，…，m，i是一个单位矩阵，λ(n)是自适应步长，而g(*)则是y(n)的函数：
g(y(n))＝y(n)y(n)h-i+f(y(n))y(n)h-y(n)f(y(n))h(3)
其中，f(*)＝[f1(*),f2(*),…,fl(*)]t是离散无记忆非线性函数。
同时，可以通过并行技术提高吞吐率，并行后的更新过程转化为：
其中，j为并行系数，b(·)表示补偿系数矩阵，本实施例中为一个二维矩阵，n表示数字信号处理中的离散时间，用于标记每一个采样点，j为并行系数，x(n)是待补偿数据，y(n)为补偿后数据，m为延迟数，
如图3所示基于循环严平稳补偿模块自适应滤波器来补偿之前所有模块共同产生的频率依赖性i/q失衡；具体为：
基于循环严平稳补偿法是基于信号的瞬时值进行处理的，涉及设定滤波器的阶数，阶数大小代表补偿的迭代次数，阶数越高补偿效果越好，但是实现复杂度也随之增加，本实施例中将滤波器的阶数定为3，则补偿与系数更新方程为：
其中，y(n)＝[y(n),y(n-1),…,y(n-n+1)]t＝[y(n),y(n-1),y(n-2)]t是一个向量，y(n)为补偿模块的输出，x*(n)为输入信号x(n)的共轭，μ＝diag(μ1,μ2…μn)代表更新步长系数，diag(·)表示对角矩阵函数，w1(n),w2(n)和w3(n)为瞬时值补偿所需的滤波系数，滤波系数的更新模块如图4所示，w1(n)，w2(n)和w3(n)的更新表达式如下：
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。