一种基于判决反馈的信号检测与同步方法与流程

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种基于判决反馈的信号检测与同步方法。

背景技术：

通信接收解调系统的性能不仅仅取决于解调算法，能够准确地做到同步对通信接收解调系统本身的性能影响也很大。同步主要是要实现接收端和发射端同步，确定接收端码元的起止时刻。它是实现接收端信号正确检测和判决所必须的技术问题。在数字通信中同步算法非常多，针对不同的调制信号和应用场景，在实现系统的时候选取不同的同步技术。

考虑到现实突发通信系统中环境的影响，利用数字匹配滤波法(dmf)进行接收端信号检测具有捕获时间短、时域分辨率高、可编程能力强、便于采取数字信号处理技术等特点。但考虑到现实突发通信系统的信道特性，且系统为了达到较高传输效率通常采用较短的前导码，当系统采用数字匹配滤波法(dmf)对前导码进行捕获时，若检测门限值较低，则系统虚警概率较大；若检测门限值较高，则系统存在较大漏检可能。所以仅靠检测门限值很难在突发通信系统中实现准确有效捕获。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种基于判决反馈的信号检测与同步方法，能够提升检测的精度，避免较大虚警或漏检可能。

为了达到上述目的，本发明提供了基于判决反馈的信号检测与同步方法，包括：

在突发通信系统中接收端对信号进行下变频、模数转换及重采样，以恢复出基带信号；

将所述基带信号输入匹配滤波器中进行滤波，其中，所述匹配滤波器的自适应门限根据当前噪声强度自适应改变；

每次获得相关峰之后恢复位同步时钟及同步码；

将恢复的同步码与本地同步码作相关运算，当恢复出的同步码与所述本地同步码对齐时，则判定所述自适应门限获取的相关峰值有效。

可选的，为了达到较高传输效率，所述同步码采用较短的长度，如32位、64位等。

所述基带信号为则抽样后表示为

其中，s、θ分别是载波的功率和相位，c(t)表示pn码序列，τ为传输时延，n(t)是均值为零、双边功率谱密度为n0的高斯白噪声。

可选的，两路同相和正交信号经过匹配滤波器与本地pn码进行相关运算后的正交、同相输出为：

其中，ni和nq是相互独立的基带高斯噪声，e[ni]＝e[nq]＝0，e[ni(k)ni(n)]＝e[nq(k)nq(n)]＝0(n≠k)，则ni和nq为均值为0、方差为σn²(σn²＝n0ltc/2)的高斯白噪声。

可选的，所述自适应门限vt的计算公式如下：

其中，δv为可调微小偏移量，l是基带信号的周期，是平方包络，r是一个周期内基带信号的平方包络平均值。

在发明提供的基于判决反馈的信号检测与同步方法中，在接收端对信号进行下变频、模数转换及重采样，以恢复出基带信号；将所述基带信号输入匹配滤波器中进行滤波，其中，所述匹配滤波器的自适应门限根据当前噪声强度自适应改变；每次获得相关峰之后恢复位同步时钟及同步码；将恢复的同步码与本地同步码作相关运算，当恢复出的同步码与所述本地同步码对齐时，则判定所述自适应门限获取的相关峰值有效，降低了漏检概率，提高了检测的精度。

附图说明

图1为采用数字匹配滤波法(dmf)对同步码进行捕获的原理图；

图2为基于判决反馈的信号检测与同步方法的步骤图；

图3为自适应判决门限的原理图。

具体实施方式

图1为采用数字匹配滤波法(dmf)对同步码进行捕获的原理图，如图1所示，在接收端通过对信号下变频处理，a/d变换，重采样恢复基带信号后，送入匹配滤波器。假设用于信号捕获的pn序列的周期为l，采样倍数为n，则基于dmf的pn码捕获的过程就是将接收到的pn码序列串行输入长度为nl(假设完全相关)的移位寄存器中，然后抽头与本地pn码序列进行相关运算。那么仅在tc/n时间内(tc/n是pn码码元时间间隔)，dmf就能计算出接收pn码与其本地pn序列的相关值。

设接收端接收到的基带信号为：

r(t)＝s(t)+n(t)(1)

式中s、δω、θ分别是载波的功率、角频率差和相位。c(t)表示pn码序列。τ传输时延。n(t)是均值为零，双边功率谱密度为n0的高斯白噪声。

在这里先不考虑频差和衰落。则

抽样后表示为：

则两路同相和正交信号经过dmf与本地pn码进行相关运算后的正交、同相输出等于：

上式中，ni和nq是相互独立的基带高斯噪声，e[ni]＝e[nq]＝0，e[ni(k)ni(n)]＝e[nq(k)nq(n)]＝0(n≠k)。则ni和nq为均值为0，方差为σn²(σn²＝n0ltc/2)的高斯白噪声。

当接收码与本地码相位相同时，将会有最大的相关值输出，同相和正交两路相关输出经平方后相加，再与捕获门限比较，若大于捕获门限，则判定为捕获成功。设为事件h1，则

在pn码未同步时为事件h0，则yi≈ni，yq≈nq，a0＝0。

对于h1情况，统计量的概率密度函数为rice分布其概率密度函数为：

其中i0(x)为零阶修正贝塞尔方程，a是主信号幅度的峰值。

假设dmf的捕获判决门限为vt，可以得到检测概率pd为：

其中为marcumq函数。

上式中ec＝stc是pn码的单位码片的平均能量，为dmf输出的统计量的均值，表示归一化门限。

对于h0情况，统计量的概率密度函数为rayleigh分布，其概率密度函数为：

则虚警概率为：

在实际工程中，为了节省资源，减少运算量，通常用z²与门限作比较，由于z²与z的统计特性不同，dmf输出信噪比的表达示不一样，snr(z²)≈snr(z)/4，有文献其作了详细推导，表明用z²作为统计检测变量不会引起系统性能的下降，与用z作为统计检测变量具有相同的捕获性能。

可以看出，如果判决门限vt固定，虚警概率将是噪声能量σ²(本为噪声能量和信号能量之和，为方便分析，若无特别说明，除信号同步时，其余时刻接收信号的能量都称为噪声能量)的函数。当噪声能量增大时，虚警概率将随之升高；反之，当噪声能量减小时，虚警概率将随之下降。这样如果噪声强度增大，而信噪比不变的条件下，为了保证虚警概率，必须将门限提高，但很容易造成噪声强度较小时检测概率的降低，从而导致系统检测性能恶劣。实际通信系统中，突发信道的噪声强度是随时间不断变化的，因此在信号检测中，若采用固定门限，将很难正确检测出信号的起始界。因此有必要根据当前噪声强度自适应地改变判决门限，以保证较高的检测概率。

基于此，本发明提供了一种基于判决反馈的信号检测与同步方法，在接收端对信号进行下变频、模数转换及重采样，以恢复出基带信号；将所述基带信号输入匹配滤波器中进行滤波，其中，所述匹配滤波器的自适应门限根据当前噪声强度自适应改变；每次获得相关峰之后恢复位同步时钟及同步码；将恢复的同步码与本地同步码作相关运算，当恢复出的同步码与所述本地同步码对齐时，则判定所述自适应门限获取的相关峰值有效，降低了漏检概率，提高了检测的精度。

下面将结合示意图对本发明的具体实施方式进行更详细的描述。根据下列描述，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

本实施例提供了一种基于判决反馈的信号检测与同步方法，包括：

步骤s1：在接收端对信号进行下变频、模数转换及重采样，以恢复出基带信号；

步骤s2：将所述基带信号输入匹配滤波器中进行滤波，其中，所述匹配滤波器的自适应门限根据当前噪声强度自适应改变；

步骤s3：每次获得相关峰之后恢复位同步时钟及同步码；

步骤s4：将恢复的同步码与本地同步码作相关运算，当恢复出的同步码与所述本地同步码对齐时，则判定所述自适应门限获取的相关峰值有效。

可选的，为了达到较高传输效率，所述同步码采用较短的长度，如32位、64位等。

如图3所示，其为基于自适应门限的捕获原理图，所述自适应门限vt的计算公式如下：

其中，δv为可调微小偏移量，l是基带信号的周期，是平方包络，r是一个周期内基带信号的平方包络平均值。

综上，在本发明实施例提供的基于判决反馈的信号检测与同步方法中，在接收端对信号进行下变频、模数转换及重采样，以恢复出基带信号；将所述基带信号输入匹配滤波器中进行滤波，其中，所述匹配滤波器的自适应门限根据当前噪声强度自适应改变；每次获得相关峰之后恢复位同步时钟及同步码；将恢复的同步码与本地同步码作相关运算，当恢复出的同步码与所述本地同步码对齐时，则判定所述自适应门限获取的相关峰值有效，降低了漏检概率，提高了检测的精度。

上述仅为本发明的优选实施例而已，并不对本发明起到任何限制作用。任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的技术方案的范围内，对本发明揭露的技术方案和技术内容做任何形式的等同替换或修改等变动，均属未脱离本发明的技术方案的内容，仍属于本发明的保护范围之内。