专利名称：信号传输方法和信号传输设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及用来传输sigma-dleta调制的1-比特信号的信号传输方法和设备。
通常，将音频信号数字化的为人所知的方法是，将模拟音频信号转换成例如44.1千赫取样频率和16比特数据字长的多-比特音频信号。
除了此方法，最近还发明了这样的方法，其主要是使用称为sigma-delta调制的方法，在高频将音频信号数字化，并直接将合成的1-比特音频信号转换成模拟音频信号。
由该sigma-delta调制得到的1-比特数字数据，由足够高的取样频率和足够短的数据字长来表示，该取样频率(例如44.1千赫×64)和数据字长(例如1比特)，显著地高于和短于至今在传统的多-比特音频信号(例如64千赫的取样频率和16比特的数据字长)中使用的数据形式的取样频率和数据字长，并且该1-比特数字数据的特点是传输频率范围较宽。通过该sigma-delta调制，保证获得音频范围内的高的动态范围，与64元组重复取样频率相比，后者具有极低的频率范围。该特性能够被利用来实现高音质的数据记录或传输。
由于在IC容易适应高精度模/数转换的需要的情况下，能够容易地设计所述电路结构，所以，sigma-deltad调制电路本身是为人熟知技术，该电路经常被用作模/数转换器的部分电路。
通过使信号经过简单的模拟低通滤波器，可将经sigma-delta调制的信号再转换成模拟音频信号。
同时，通过使信号经过模拟低通滤波器，可将由1和0组成的纯数字信号的1-比特音频信号恢复成模拟音频信号。这说明1-比特音频信号的各低频分量就是模拟音频信号各分量。
图1显示了接近50千赫的管弦乐的频谱特性的分析结果。现在说明1-比特音频信号的各低频分量的模拟音频信号各分量。图1中，显示了接近50千赫的管弦乐的频谱分析结果。可以认为，30千赫以上的信号电平的上升归因于sigma-delta调制时产生的成形噪音分量。低于30千赫范围的信号对应于模拟音频信号分量。这说明在sigma-delta调制时获得的1-比特音频信号的各低频分量是各模拟音频信号，该1-比特音频信号是由1和0组成的纯数字信号。
因为各模拟音频信号分量包含于传输的1-比特数字信号中，所以，由传输引起的数字电路中电源波动或辐射噪音，将影响传输的1-比特数字信号。例如，电源波动在振幅方向上调制传输的1-比特数字信号，结果，将产生与各模拟音频分量密切相关的抖动变化，以致降低了音质。由于用作为基准的预置的阈值来甄别所述数字信号，所以，由电源波动引起的小的振幅变化将导致超过上述阈值的时序方面的变化，因此产生抖动波动。
另外，数字电路引起的辐射噪音被有害地混入模拟音频部分。因为各模拟音频信号分量包含于辐射噪音中，所以，在数-模转换前包含于1-比特数字信号中的各模拟音频信号分量将通过辐射噪音影响模拟音频部分。
因此，本发明的目的是提供一种信号传输方法和设备，其中，为了实现数字信号的高质传输，在sigma-delta调制的1-比特信号的传输过程中，抑制各模拟音频信号分量。
一方面，本发明提供一种信号传输设备，在该设备中，将通过传输系统传输由sigma-delta调制器输出的1-比特数字信号。该信号传输设备包括相位调制器，用来对由sigma-delta调制器输出的1-比特数字信号进行相位调制，以便产生相位调制信号，该信号被传输到传输系统；以及相位解调器，用来解调由传输系统输出的相位调制信号，因此，传输的1-比特数字信号可避免由电源变化和辐射噪音引起的音质降低现象。
另一方面，本发明提供一种信号传输方法，其中，由sigma-delta调制器输出的1-比特数字信号通过传输系统传输。信号传输方法包括以下步骤，1)将相位调制的信号输入传输系统，该信号是在对由sigma-delta调制器输出的1-比特数字信号进行相位调制时获得的；2)对传输系统输出的相位调制信号进行解调，以避免由于电源变化或辐射噪音引起的音质降低现象。
使用根据本发明的信号传输方法和设备，因为sigma-delta调制时获得的1-比特信号被相位调制，以提供相位调制信号，且该信号将被解调，所以在sigma-delta调制的1-比特数字信号的传输过程中，各模拟音频信号分量将被抑制，因此可高质量地传输数字信号。
图1显示了预置的音频信号的频谱分量。
图2显示了本发明的第一实施例。
图3是根据本发明的sigma delta调制器的方框图。
图4A显示了由sigma delta调制器输出的1-比特音频信号。
图4B显示了D-锁存器5的参考时钟CK1。
图4C显示了由D-锁存器5输出的正相输出信号S2。
图4D显示了由D-锁存器5输出的倒相输出信号S*2。
图4E显示了相位调制器4的输出信号S3。
图4F显示了相位解调器9的参考时钟CK2。
图4G显示了由相位解调器9输出的1-比特音频信号。
图5显示了与图1的本发明的第一实施例中的相同的各音频信号的频谱分量。
图6显示了本发明的第二实施例。
图7A显示了由sigma deltar调制器输出的1-比特音频信号。
图7B显示了D-锁存器5的参考时钟CK1。
图7C显示了由D-锁存器5输出的正相输出信号S2。
图7D显示了由D-锁存器5输出的倒相输出信号S*2。
图7E显示了相位调制器4的输出信号S3。
图7F显示了相位解调器9的参考时钟CK3。
图7G显示了相位解调器9的参考时钟CK2。
图7H显示了由相位解调器9输出的1-比特音频信号。
图8是用来产生本发明的相位解调器的参考时钟的方框图。
图9是说明本发明的相位解调器的方框图。
图10A是通过传输路由传输的相位调制信号S5的方框图。
图10B显示了D-锁存器21，23，和24的参考时钟CK1。
图10C显示了由D-锁存器21输出的输出信号。
图10D显示了由D-锁存器22输出的输出信号。
图10E显示了由D-锁存器23输出的正相输出信号S7。
图10F显示了由D-锁存器24输出的倒相输出信号S*7。
图11是说明本发明的相位解调器的另一实施例的方框图。
图12是说明本发明的信号传输设备的另一实施例的方框图。
图13A显示了加到相位调制器54上的参考时钟CK1。
图13B显示了sigma deltar调制器56的正相输出信号S1。
图13C显示了sigma deltar调制器56的倒相输出信号S*1。
图13D显示了由相位解调器54输出的相位调制信号S2。
图13E显示了加到相位调制器54上的参考时钟CK3。
图13F显示了加到相位调制解调器64上的参考时钟CK2。
图13G显示了由相位解调器64输出的1-比特音频信号。
参考图2至4，将详细地说明本发明的第一实施例。如图2所示，第一实施例是关于1-比特模拟音频信号传输设备，其用来通过路由8传输来自sigma delta调制的1-比特音频信号。1-比特模拟音频信号传输设备1包括相位调制部分4，用来对来自sigma delta调制器3的1-比特音频信号S1进行相位调制；以及相位解调器9，用来对通过传输路由8传输的来自相位调制器4的相位调制信号S3进行解调。
sigma delta调制器3的结构如图3所示。也就是说，进入输入端2的模拟音频信号S0通过加法器11被馈送给积分器12。由积分器12输出的积分值被馈送给比较器13，在该比较器中，将该积分值与模拟音频信号S0的中性点电压相比较，并在取样周期的间隔中将该积分值用1-比特量化，以便作为1-比特音频信号S1输出。
该1-比特音频信号S1被馈送给单取样值延迟部分14，并因此被延迟一个取样周期。延迟后的信号被馈电给1-比特数/模转换器15，在该转换器中，该信号被转换成模拟信号，该模拟信号被馈送给加法器11，并因此被加到模拟音频信号S0上。由比较器13输出的1-比特音频信号S1被传输到如图1所示的相位调制器4。
相位调制器4由包括D-触发器在内的D-锁存器5和转换开关6组成。D-锁存器5对时钟CK1起反应，以输出1-比特音频信号S1的正相输出信号S2和倒相输出信号S*2。时钟CK1的时钟频率，与在输入由时钟输入端7输出的1-比特音频信号时的传输速率相同。转换开关6对时钟CK1起反应，以便交替地输出正相输出信号S2和倒相输出信号S*2，从而产生相位调制的信号S3。
时钟CK1的时钟频率等于，例如小型光盘中使用的44.1千赫(＝Fs)取样频率的64倍。在此时钟CK1被称为64Fs时钟。也就是说，例如，如果由sigma-delta调制器3进行的sigma-delta调制后输出的1-比特音频信号S1的传输频率为Fs的64倍，那么以64Fs数据速率输入相位调制器4的1-比特音频信号S1，将被D-锁存器5用64Fs时钟的上升边沿锁存。
相位解调器9也包括下文中被称为D-锁存器9的D-锁存器，并用来自相位调制器4的64Fs时钟的上升边沿锁存通过传输路由8传输的相位调制信号S3。
现在参考如图4A-4G中所示的时序图描述上述1-比特模拟音频信号传输设备1的操作。
如图4B所示，由sigma-delta调制器3输出的1-比特音频输入信号S1被D-锁存器5用64Fs时钟CK1的上升边沿锁存，该时钟CK1由时钟输入端7输出。锁存器5将如图4D所示的倒相输出信号S*2人倒相端子Q*输入到转换开关6的固定端b，同时将正-相输出信号S2从正相端子Q输送到转换开关6的固定端a上。
转换开关6将可动触点C转换到固定端a或固定端b，以便在64Fs时钟具有1或0值时交替地分别安排D-锁存器的倒相输出信号S*2或正相输出信号S2，以便产生如图4E所示的相位调制的输出信号S3。
使用相位调制的信号S3可避免出现由抖动或辐射噪音引起的信号质量下降现象，当通过传输路由只传输正相1-比特音频信号时，作为模拟音频信号分量的正相1-比特音频信号的低频分量就产生这种抖动或辐射噪音。
相位调制是这样的调制系统，在该系统中，在数据“1”和“0”的上升方向和下降方向上，信号极性分别被倒相。如果调制后的数据频率是调制前的两倍，则数据“1”和“0”被分别转换成01和10。对于sigama-delta调制的1-比特音频信号来说，该转换相当于以调制后的比特率，将相对于1-比特音频信号呈倒相的信号，延迟一个比特，并且将该延迟后的信号与1-比特音频信号相混合。由于倒相，具有相对于数据率来说足够低的频率的模拟音频信号被消除了，并在信号电平上被充分地抑制。使用该相位调制，可将数据转换从上述情况倒置过来，也就是说，数据“1”和“0”可被分别转换成10和01。
通过传输路由8，相位调制信号S3被传输到作为解调器的D-锁存器9。D-锁存器9可用64Fs时钟的上升边沿锁存相位调制信号S3，以便因此只锁存相当于正相输出信号的1-比特音频输出信号。结果是，相位调制信号已被相位解调了，也就是说，与原1-比特音频输入信号S1相同的1-比特音频输出信号S4，可被输出到输出端10。
参照图5，将说明1-比特模拟音频信号传输设备的作用。此数据表示了相位调制的1-比特音频信号的频谱分析结果。与图1相比，可看到，低频分量被消除到足够低的电平。因为处理相位调制的1-比特音频信号的数字电路的电源变化或射频噪音，只与模拟音频信号有较弱的关系，所以，1-比特音频信号可被高音质地传输。另外，模拟音频部分将受到可能的最小程度的影响。
参照图6和7，将说明本发明的第二实施例。该第二个实施例也是关于1-比特模拟音频信号传输设备15，该设备通过传输路由传输由sigma-delta调制得到的1-比特音频信号。然而，本第二实施例的相位调制器16与第一实施例的1-比特模拟音频信号传输设备1的相位调制器4不同。更具体地说，第二实施例与第一实施例的不同之处在于，在相位调制器16中，使用移位寄存器17代替转换开关6。
移位寄存器17以64Fs时钟频率控制输入数据的寄存和移位，并通过传输路由8传输用128Fs时钟CK3相位调制的1-比特音频信号S5。
因为移位寄存器17具有同步寄存形式，所以，如果64Fs时钟CK1是“0”，那么，它用如图7F所示的128Fs时钟CK3的上升边沿将正相输出信号S2和倒相输出信号S*2移位，而如果64Fs时钟CK1是“1”，那么，它用128Fs时钟CK3的上升边沿，寄存从输入端H和输入端G输入的如图7C和7D所示的D-锁存器5的正相输出信号S2和倒相输出信号S*2。这就产生了如图7E所示的相位调制信号S5。
作为相位解调器的D-锁存器9，可用如图7G所示的64Fs时钟CK2的上升边沿，锁存通过传输路由8传输的相位调制信号S5，以便在输出端10处输出作为相位解调输出信号的1-比特音频信号S6。
因此，使用这里的1-比特音频信号传输设备15，可以避免数字电路中的电源变化或辐射噪音，以便可以高音质地传输1-比特音频信号。另外，把对模拟音频部分的影响降低到最低限度。
在本第二实施例的1-比特模拟音频信号传输设备15中，使用从相位解调器16传输到相位解调器9的64Fs时钟对相位调制信号S5进行解调。但是，有可能使用如图8所示的时钟自动提取电路19，从通过传输路由8传输的相位调制信号S5中提取64Fs时钟，并使用此64Fs时钟CK2对相位调制信号S5进行解调。
时钟自动提取电路19提供这样的装置，该装置用来从相位调制信号S5中提取比特时钟分量，该分量用来锁定锁相环并实现比特同步，并且该电路至今已被使用在如磁带(MT)设备或电子计算机的设备中。
在传统多-比特音频信号中，数字静噪数据都是零，因此，如果信号被相位调制，其合成信号为“1”和“0”相互交替的形式，即010101…形式，该形式无法与数据全是“1”时的010101…形式相区分，因此数据比特同步无法适用。具体地说，可使用64Fs时钟CK2将频率同步应用到相位调制信号S5中，但无法适用相位同步，以致无法区分由D-锁存器9锁存的数据是正相还是倒相。
本实施例中讨论的1-比特音频信号是这样的数据，其中在延迟时间内不会连续出现“1”或“0”。另外，数字静噪数据具101010…或10010110…形式，因此，如果数据被相位调制，仍可提取比特时钟分量，并且可将数据比特同步应用到相位调制信号。例如，如果10011被相位调制，将产生0110100101形式，其中两个相邻符号的出现表示原数据的转折点。
作为1-比特模拟音频信号传输设备15的改型，可设计如图9所示的1-比特模拟音频信号传输设备，其中，相位解调器9可设计成相位解调器20。
本改型式的相位解调器20对应于图6的解调器9，然而有不同的输出信号。参照图10A到10F，通过传输路由8传输的相位调制信号S5的正相部分被D-锁存器21用64Fs时钟CK2的上升边沿锁存。另一方面，相位调制信号S5的倒相部分被D-锁存器22用64Fs时钟CK4的下降边沿锁存，该时钟CK4被反相器25反相。
另外，与上面倒相部分对应的D-锁存器22的输出信号被D-锁存器24用64Fs时钟CK2的上升边沿再锁存时，而与上面正相部分对应的D-锁存器21的输出信号被D-锁存器23用64Fs时钟CK2的上升边沿再锁存，以得到时间同步。这就分别产生了如图10E和10F所示的1-比特正相输出信号S7和1-比特倒相输出信号S*7。
因此，通过提供不同的放大器，并在相位解调器20的下端，输出1-比特正相输出信号S7和1-比特倒相输出信号S*7，有可能消除偶然出现在传输路由8上的任何附加的噪音。
作为1-比特模拟音频信号传输设备15的另一种改型式，也可设计这样的1-比特模拟音频信号传输设备，其中使用如图11所示的相位解调器26。
在所述改型的相位解调器26中，模拟FIR滤波器同时有相位解调的功能。相位解调器26同时被用作4-分接模拟FIR滤波器。由输入端27输入的相位调制信号S5，按照与从时钟输入端28输入的128Fs时钟CK5的定时关系、在D-锁存器29，30，31，32中被移位。D-锁存器30，32，34的输出信号被D-锁存器37，38，39用64Fs时钟CK2锁存，而相位调制信号S5被D-锁存器36用64Fs时钟CK2锁存，以实现相位解调。相位解调后的输出信号被电阻器41，42，43和电容器45作数/模转换。
因为在所述数/模转换器之前，直接对相位调制信号S5相位解调，所以，使用相位解调器26可得到高质量的数/模转换输出信号。
也可使用错误检测器，以检测1-比特数据中包含的错误，如本受让人在日本专利公开HEI7-313346中所介绍的，使用在信号处理设备中的该检测器；还可使用存储信号产生器，以便根据错误检测器件检测的错误，在产生错误期间，存储FIR滤波器的输出信号，并在错误恢复之后在相位解调器26的上游产生延迟信号，以便通过存储以前的数值的方法，在存储信号产生期间禁止FIR滤波器的移位操作。相位解调器26也可被应用于如图9所示的不同输出形式的相位解调器上。
参考图12和13A到13G，说明本发明的第三实施例。本第三实施例是关于1-比特音频信号传输器51，以通过传输系统传输由sigma-delta调制得到的1-比特音频信号，并且本实施例包括调制器54和解调器64，后者用来将从调制器54输送到这里的通过传输系统63传输的调制信号S2解调。通过将模拟音频信号和相位转换模拟音频信号提供给两个sigma-delta调制器56和58，通过该调制器56和58提供相同的直流偏压；并通过以两倍于sigma-delta调制中使用的频率交替地排列sigma-delta调制器56和58的两个输出信号，可在调制器54处产生调制信号S2，该输出信号是在将模拟音频信号和相位转换的模拟音频信号提供给sigma-delta调制器56，58时得到的。
调制器54包括第一加法器55，用来将直流偏压加到来自输入端52的输入模拟音频信号S0上；以及第二加法器57，用来将直流偏压加到相位转换信号S*0上，该信号是在用相位转换器53对从输入端52输出的输入模拟音频信号S0进行相位转换时得到的。调制器54还包括第一sigma-delta调制器56，用来对第一加法器55的和输出信号进行sigma-delta调制；第二sigma-delta调制器58，用来对第二加法器57的和输出信号进行sigma-delta调制。调制器54还包括移位寄存器59，用来在1-比特音频数据S1和1-比特音频数据S*1之间进行转换，并输出所选定的数据，S1是从第一sigma-delta调制器56输出的，S*1是从第二sigma-delta调制器58输出的。
虽然没有详细地说明，sigma-delta调制器56，58的结构可如图3所示。
移位寄存器59用如图13A所示的64Fs时钟CK1对输入数据的寄存和移位进行控制，并用如图13E所示的128Fs时钟CK3将调制的1-比特音频信号S2传输出去。与移位寄存器10相似，移位寄存器59具有同步寄存形式，并且如果64Fs时钟CK1是“0”，那么，使用128Fs时钟CK3的上升边沿，对如图13B和13C所示的正相输出信号S1和倒相输出信号S*1进行移位，而如果来自输入端61的64Fs时钟CK1是“1”，那么，使用从时钟输入端62输出的128Fs时钟CK3的上升边沿，寄存通过输入端H从sigma-delta调制器56输出的正相输出信号S1和通过输入端G从sigma-delta调制器58输出的倒相输出信号S*1。
作为解调器的D-锁存器64，用64Fs时钟CK2的上升边沿锁存通过传输系统63传输的相位调制信号S2，以便在输出端65处输出如图13G所示的1-比特音频信号S3，该信号为解调后的输出信号。
因此，使用本1-比特模拟音频信号传输设备51，可避免发生数字电路的电源波动或辐射噪音，因此可高质量地传输1-比特音频信号。此外，把对模拟音频信号部分的影响降低到可能的最低限度。
尽管本第三实施例的1-比特模拟音频信号传输设备51使用了由单一D-锁存器构成的解调器64，但是，也可以使用如图8所示的解调器20。
通过提供差动放大器，并在解调器20的下游，输出作为差动输出信号的1-比特正相输出信号S7和1-比特倒相输出信号S*7，可消除偶然混入到传输系统63中的附加噪音。
通过使用解调器20，可以利用直流偏压来抑制由“音调”现象引起的噪音，该现象是在sigma-delta调制器56中产生的。此外，如现在将说明的，在信号解调成模拟音频信号之前，可去除直流偏压。
第一加法器55和第二加法器57也能有效地避免在下一级sigma-dalta调制器56中产生的“音调”现象，该加法器将通过电压输入端60提供的直流偏压加到输入模拟音频信号S0和倒相信号S*0上。
该“音调”现象是这样的现象，其中，在“0”附近将产生如RobertC.Ledzius在“sigma-delta DAC中降低音调的基本原理和结构”中介绍的空载噪音，其刊登在1993年7月IEEE第40卷第7号上。由音调产生的噪音，是在“0”输入信号被sigma-delta调制电路强制转换成1-比特信号时产生的，在可听范围中的该噪音可被人耳听到。因此，在再产生作为模拟音频信号传输、包含由“音调”现象产生的噪音的1-比特数字数据时，需要消除这种噪音。为了消除这种噪音，可将上述直流偏压加到作为sigma-delta调制器56的输入信号的模拟音频信号S0上。
然而，当再产生作为模拟音频信号传输的1-比特音频信号时，该直流偏压需被去除。如该直流偏压被保留而不被去除的话，那么，当转换后的模拟音频信号在瞬间被静噪和随后不被静噪时，尖锐的脉冲型噪音将混入在数/模转换中转换的模拟音频信号中。此外，如果含有直流偏压成分的模拟音频信号被连续地加到喇叭上，那么，喇叭的音圈将被直流偏压成分加热，因此偶尔地会烧毁喇叭。
通过使用1-比特正相输出信号S7和1-比特倒相输出信号S*7的差动输入信号，可消除所述直流偏压。
权利要求
1.信号传输设备，其中，由sigma-delta调制器输出的1-比特数字信号被通过传输系统传输，其特征在于该信号传输设备包括相位调制器，用来对由所述sigma-delta调制器输出的1-比特数字信号进行相位调制，该sigma-delta调制器用来产生相位调制信号，通过传输系统传输该信号；以及相位解调器，用来将由传输系统输出的相位调制信号解调；因此，可以使传输的1-比特数字信号免于由于电源波动和辐射噪音而降低音质。
2.如权利1中所述的信号传输设备，其特征在于相位调制器输出1-比特数字信号的正相输出信号和倒相输出信号，该数字信号是以由sigma-delta调制器输出的1-比特数字信号为基础的，该1-比特数字信号的正相输出信号和倒相输出信号被以两倍于预置的传输速率交替地输出，以产生所述相位调制信号。
3.如权利1中所述的信号传输设备，其特征在于相位解调器以所述预置频率将通过传输系统传输的相位调制信号解调。
4.如权利3中所述的信号传输设备，其特征在于相位解调器的预置传输频率是根据从相位调制信号中提取的时钟信号产生的，该相位调制信号是通过传输系统传输的。
5.如权利1中所述的信号传输设备，其特征在于中相位解调器，将来自经过传输系统传输的调制信号的1-比特数字信号的正相输出信号和倒相输出信号解调。
6.如权利1中所述的信号传输设备，其特征在于中相位解调器使用模拟FIR滤波器相位调制信号解调。
7.信号传输方法，其中通过传输系统传输由sigma-delta调制器输出的1-比特数字信号，其特征在于该方法包括以下步骤将相位调制信号输入到传输系统中，该相位调制信号是对由sigma-delta调制器输出的1-比特数字信号进行相位调制时得到的；把由传输系统传输的相位调制信号解调，以使传输的1-比特数字信号免于由于电源波动或辐射噪音降低音质。
全文摘要
用于1-比特数字信号的高质量传输设备。通过设置在传输路由上游的相位调制器传输1-比特数字信号，并通过设置在传输路由下游的相位解调器将该数字信号解调，以便抑制在传输过程中由电源波动和辐射噪音引起的抖动。
文档编号H04L27/18GK1159685SQ9612346
公开日1997年9月17日 申请日期1996年12月27日 优先权日1995年12月28日
发明者市村元, 野口雅义 申请人:索尼公司