专利名称：无线电电路装置和无线电通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及使诸如在采用时分多路复用系统的高频无线电通信系统中用到的蜂窝网电话一类的整个无线电电路装置的小型化。
近年来，随着移动通信相关市场(诸如，蜂窝网电话的市场)的发展，利用无线电电路装置的多种应用产品出现在市场中，而且将无线电电路装置小型化变得越来越重要。
图5示出传统无线电电路装置的例子。在该图中，401是参考振荡器、402是第一本地振荡器、403是第二本地振荡器、404是发射电路、405是接收电路、406是共用装置和407是天线。将参考振荡器401的输出信号输入到第一本地振荡器402和第二本地振荡器403。此外，当无线电电路装置分别发射和接收时，固定第二本地振荡器403的输出频率。
在发射电路404中，411是调制器、412是滤波器、413是发射频率变换器、414是滤波器和415是功率放大器。当无线电电路装置正在发射时，调制器411用基带信号(已调信号)调制第二本地振荡器403的输出信号。
在由滤波器412减小非必要频率分量之后，将调制器411的输出信号输入发射频率变换器413，并由第一本地振荡器402的输出信号将它转换成发射信号的频率。在由滤波器414减小非必要频率分量之后，在功率放大器415处放大发射频率变换器413的输出信号，而且通过共用装置406从天线407发射。
在接收电路405中，421是低噪声放大器、422是第一接收频率变换器、423是滤波器和424是第二接收频率变换器。通过共用装置406，将在天线407上接收到的信号输入到低噪声放大器421。将低噪声放大器421的输出信号输入到第一频率变换器422，并由第一本地振荡器402的输出信号将它转换成第一中间频率。由滤波器423减小非必要频率分量中的第一频率变换器422的输出信号。将滤波器423的输出信号输入到第二频率变换器电路424，以由第二本地振荡器403的输出信号将它转换成第二中间频率。
然而，在上述结构中，当无线电电路正在发射时，在发射频带内生成来自第二本地振荡器403的输出信号的谐波分量，而且谐波分量对于附近的蜂窝网电话趋于变成非必要频率分量。为了避免这个问题，需要提供大量滤波器，结果，整个无线电电路装置变得很庞大。
根据上述问题，本发明的目的在于提供一种能够在发射频带内不产生非必要频率分量的条件下对其进行小型化的无线电电路装置和无线电通信设备。
本发明的第一方面(与权利要求1相对应)是一种在时分多址系统中用到的无线电电路装置，其特征在于，包括本地振荡器，分频器，调制器，发射频率变换器，第一接收频率变换器，和第二接收频率变换器，其中，当所述无线电电路装置正在发射时，把所述本地振荡器的输出信号输入到所述发射频率变换器，而且把它输入到所述分频器，然后用预定除数相除以成为发射中间频率的信号；所述调制器用调制信号调制所述发射中间频率的所述信号以将它输出到所述发射频率变换器；以及所述发射频率变换器用所述本地振荡器的所述输出信号把所述调制器的输出信号转换成发射信号，当所述无线电电路装置正在接收时，把所述本地振荡器的输出信号输入到所述第一接收频率变换器；在通过所述本地振荡器的所述输出信号把所述接收到的信号转换成第一接收中间频率的信号之后，所述第一接收频率调制器把接收到的信号输出到所述第二接收频率变换器；所述第二接收频率变换器通过固定频率的信号，把所述第一接收中间频率的所述信号转换成所述第二接收中间频率的信号，在所述无线电电路装置正在发射和当所述无线电电路装置正在接收中间切换所述本地振荡器的输出频率。
本发明的第二方面(与权利要求8相对应)是一种无线电通信设备，其特征在于，包括根据本发明的无线电电路装置、功率放大器、共用装置和天线，其中，把所述发射频率变换器的所述输出信号输入到所述功率放大器进行放大，当所述无线电电路装置正在发射时，由所述共用装置选择所述功率放大器的输出信号以从所述天线输出，当所述无线电电路装置正在接收时，由所述共用装置选择从所述天线输入的接收信号以输入到所述第一接收频率变换器。
图1是示出根据本发明的模式1的结构的方框图。
图2是示出分数除法(fractional dividing)型PLL频率合成器的结构方框图。
图3是示出根据本发明的模式2的结构的方框图。
图4(a)和4(b)是示出分别在现有技术和本发明的模式下，发射频率和非必要频率分量之间的关系的示图。
图5是示出传统无线电电路装置的结构方框图。101、301、401参考振荡器102、302、402第一本地振荡器103、403第二本地振荡器104、303分频器304乘法器105、306、404发射电路106、307、405接收电路107、308、406共用装置108、309、407天线111、311、411调制器112、312、413发射频率变换器114、314、415功率放大器121、321、421低噪声放大器122、322、422第一接收频率变换器124、324、424第二接收频率变换器113、123、305、313、323、412、414、423滤波器201压控振荡器202可变分频器203相位比较器204低通滤波器
205除数(dividing number)控制电路206参考分频器以下，参照附图描述根据本发明的无线电电路的模式。
(模式1)图1示出根据本发明的模式1的无线电电路装置的结构。在该图中，101是参考振荡器、102是第一本地振荡器、103是第二本地振荡器、104是分频器、105是发射电路、106是接收电路、107是共用装置和108是天线。把参考振荡器101的输出信号输入到第一本地振荡器102和第二本地振荡器103。此外，固定第二本地振荡器103的输出频率。在发射电路105中，111是调制器、112是发射频率变换器、113是滤波器和114是功率放大器。在接收电路106中，121是低噪声放大器、122是第一接收频率变换器、123是滤波器和124是第二接收频率变换器。
当无线电电路装置正在发射时，第一本地振荡器102的输出信号输入到发射频率变换器112，而且在输入到分频器104分频之后输入到调制器111。调制器111用基带信号调制分频器104的输出信号。把调制器111的输出信号输入到发射频率变换器112以由第一本地振荡器102的输出信号将它转换成发射信号的频率。在由滤波器113减小非必要频率之后，在功率放大器114处放大发射频率变换器112的输出信号，而且通过共用装置107以从天线108发射。
当无线电电路装置正在发射时，在天线108上接收到的信号通过共用装置107以输入到低噪声放大器121。把低噪声放大器121的输出信号输入到第一频率变换器122以由第一本地振荡器102的输出信号将它转换成第一中间频率。由滤波器123减小非必要频率分量中的第一频率变换器122的输出信号。将滤波器123的输出信号输入到第二频率变换器电路124以由第二本地振荡器103的输出信号将它转换成第二中间频率。
表1
在这种结构中的调制器111的谐波是非必要频率分量，而且必须完全衰减键除发射信号之外的那些非必要频率分量，以不影响附近蜂窝网电话。与下面所述的根据现有技术的非必要频率分量相比，在该模式下的这非必要频率分量具有更容易被去除的特性，即，在输入到调制器111的载波信号是正如当前模式下由分频器104除以来自第一本地振荡器102的输出信号所得的信号的情况下，非必要分量不出现在发射频率附近。相反，在输入到调制器411的载波信号不是正如现有技术中的由分频器除以第一本地振荡器402的输出信号所得的信号的情况下，非必要分量有可能出现在发射频率附近。
在描述这个情况期间，参照上表1。
将第一本地振荡器102的输出频率标为f1，而将输入到调制器111的载波信号的频率标为f2。在现有技术中，假设载波信号的频率是与第一本地振荡器102无关的不可变频率。在本模式中，载波信号的频率是在分频器104处将第一本地振荡器102的输出分成1/N份所得的频率。在这种情况下，发射频率f0是第一本地振荡器102的输出频率f1和输入到调制器111的载波信号的频率f2之和。因此，根据现有技术，将f1和f2之间的关系描述成表1中的501。在本模式下，输入到调制器111的载波信号是运用分频器104除以第一振荡器102的输出信号所得的信号，这在表1中被表示为505。此外，根据现有技术，在表1中将f0和f2之间的关系表示为502，而根据本模式，将它表示为表1中的506。将传统非必要频率分量表示为fif，而将发射频率表示为frf(f0)，以示出根据现有技术的它们的关系(a)和根据图4中的本模式的它们的关系(b)。
因此，输入到其频率最接近于发射频率f0的调制器111的载波信号的频率f2谐波(fif)如下。即，根据现有技术，它是表1中的503，而根据本模式，它是表1中的507。注意，在本模式下，(N+1)·f2的分量总是重叠发射频率f0。而且，由于将它埋入发射信号，所以它不影响其它频率。
根据现有技术，将那些谐波频率和发射频率f0之差的绝对值表示为表1中的504，而根据本模式将它表示为表1中的508。在N＝P的情况下，总是实现在表1中的509。即，在现有技术中的输入到调制器111的载波信号的谐波比在本模式下的更加接近发射频率f0。在f0＝f1-f2的情况下，会出现相同现象。
因此，在输入到调制器111的载波信号是通过分频器104除以第一本地振荡器102的输出信号所得的信号的本模式下，非必要分量不出现在发射频率的附近，然而，在输入到调制器111的载波信号不是通过分频器104除以第一本地振荡器102的输出信号所得的信号的现有技术中，非必要频率分量可能出现在发射频率的附近。
因此，必须去除那些非必要频率分量，这在本模式中要比在现有技术中要容易地多，因为非必要频率分量离开发射信号越远，上述滤波器等就越容易衰减它。
结果，根据本模式的无线电电路装置的结构使得很容易简化滤波器，结果变得很容易小型化整个无线电电路装置。
此外，在发射频率高于接收频率的情况下，通过适当地选择分频器104的除数，在无线电电路装置发射和接收时的第一本地振荡器102的振荡频率可以是接近的频率。通常，振荡器的振荡频率范围和C/N是折衷关系。当在本模式下无线电电路装置正在发射和当它正在接收时，第一本地振荡器的振荡频率不显著变化，因此，第一本地振荡器102的C/N具有良好值，而且发射电路105的输出的已调波可以提供很好的精确度。
较佳的是，将分数分频型PLL频率合成器用作第一本地振荡器102。
一般，用于发射和接收的信道的频率间隙是以相等的间隔。在这种情况下，第一本地振荡器102的频率间隙在当无线电电路装置正在发射时和当它正在接收时不同。下面解释这种不同的原因。
将发射波的频率表示为frf(1)、frf(2)、…，和接收波的频率表示为fRF(1)、fRF(2)、…，于是，frf(m+1)-frf(m)＝Δf和fRF(m+1)-fRF(m)＝Δf，其中，m＝1、2、3、4，…。即，当无线电电路装置正在发射和当它正在接收时，信道间隙都具有Δf的不变值，于是，当无线电电路正在发射时，找到在第一本地振荡器102的邻接信道之间的频率间隙和当无线电电路装置正在接收时的邻接信道之间的频率间隙。将调制器111的输出频率表示为fif(1)、fif(2)、…，而将当无线电电路装置正在发射时第一本地振荡器102的输出频率表示为flo(1)、flo(2)、…，和将当无线电电路装置正在接收时第一本地振荡器102的输出频率表示为fLO(1)、fLO(2)、…。此外，固定当无线电电路装置正在接收时第一中间频率，将它表示为fIFl。frf(n)＝flo(n)+fif(n)[等式2]fif(n)＝flo(n)/N[等式3]|fRF(n)-fLO(n)|＝fIFl如上所述，将发射频率表示等式1，而将调制器111的输出频率表示等式2。而且，将当无线电电路装置正在接收时频率的关系表示为等式3，其中，n＝1、2、3、…。通过将等式2代入等式1，抵销fif(n)以找到等式4。frf(n)=(1+1N)Flo(n)]]>[等式5]frf(n-1)=(1+1N)flo(n-1)]]>[等式6]frf(n)-frf(n-1)=(1+1N){flo(n)-flo(n-1)}]]>[等式7]Δf=(1+1N){flo(n)-flo(n-1)}]]>[等式8]flo(n)-flo(n-1)=NN+1Δf]]>
在等式4中，将n表示为n-1来获得等式5。从等式4的两侧减去等式5来获得等式6。在等式6中，frf(n)-frf(n-1)＝Δf，于是获得等式7。安排等式7以获得等式8。即，当无线电电路装置正在发射时第一本地振荡器102的输出频率间隙是N·Δf/(N+1)。fif(n)-fif(n-1)＝{flo(n)-flo(n-1)}/N[等式10]fif(n)-fif(n-1)=ΔfN+1]]>[等式11]fRF(n)-fRF(n-1)＝fLO(n)-fLO(n-1)[等式12]fLO(n)-fLO(n-1)＝Δf接着，从等式2的两侧减去在等式2中将n表示为n-1的等式，以获得等式9。于是，将等式8代入等式9以获得等式10。即，当无线电电路装置正在发射时，调制器111的输出频率间隙是Δf/(N+1)。此外，至于等式3，当fRF(n)-fLO(n)＞0，从等式3的两侧减去在等式3中将n表示为n-1的等式以获得等式11。在等式11中，fRF(n)-fRF(n-1)＝Δf，于是获得等式12。当fRF(n)-fLO(n)＜＝O，出现相同情况。结果，当无线电电路装置正在接收时，第一本地振荡器102的输出频率间隙是Δf。
以上解释了为什么在对于发射和接收的信道频率间隙是以相等的间隔的情况下，第一本地振荡器102的频率间隙在当无线电电路装置正在发射时和当它正在接收时不同。
在下列情况下，当将传统PLL频率合成器用作本地振荡器时出现下列不利之处。即，当确定输入的参考信号的频率时，输出频率间隙具有某一值，而在第一本地振荡器102的振荡频率间隙在当无线电电路装置正在接收时和当它正在发射时不同(正如，在本模式下)的情况下，需要在当无线电电路装置正在发射时和当它正在接收时之间改变参考信号的频率。出于这个原因，就需要两个参考振荡器或等同设备，而这导致电路的庞大尺寸。
因此，可将下述的分数频分型PLL频率合成器用来输出其本地振荡器的频率间隙不同的信号，而不改变参考信号的频率和一般不改变电路尺寸。
图2示出分数频分型PLL频率合成器的结构。在该图中，201是压控振荡器、202是可变分频器、203是相位比较器、204是低通滤波器、205是除数控制电路和206是参考分频器。根据由除数控制电路205设定的值，可变分频器202除之然后输出压控振荡器201的输出信号频率。参考分频器206除以参考信号以作为相位比较频率输出。相位比较器203比较可变分频器202的输出信号的相位和参考分频器206的输出信号的相位以输出相位差信号。在由低通滤波器204平滑之后，将这个相位差信号输入到压控振荡器201。压控振荡器201根据输入的相位差信号控制输出信号的频率。在上述结构中，通过由除数控制电路205定期改变可变分频器202的除数，实现平均精确到小数点后的除数，结果，可将相位比较频率设为高于所需输出信号的频率间隙。而且，由于高相位比较频率，可以高速切换输出信号的频率。
结果，在本模式下，当无线电电路装置正在发射时本地振荡器的频率信道间隙和当无线电电路装置正在接收时本地振荡器的频率信道间隙互不相同。通过在这种情况下，将分数分频型PLL频率合成器作为本地振荡器，可以保持在当无线电电路装置正在发射时和当它正在接收时之间的相同相位比较频率，因为无需将相位比较频率保持在本地振荡器的频率信道间隔。结果，无需在当无线电电路装置正在发射时和当它正在接收时之间切换参考振荡器的频率，因此，本地振荡器的输出具有稳定的特性。
此外，共用装置107和低噪声放大器121之一或两者和/或低噪声放大器121和第一分频器122之间，可以提供一个滤波器或多个滤波器。
此外，可以利用PLL频率合成器的输出信号作为输入到第二接收频率变换器124的固定频率的信号。即，可以用PLL频率合成器的输出信号作为第二本地振荡器。
本模式的第一本地振荡器402是根据本发明的本地振荡器的例子。
(模式2)图3示出根据本发明的模式2的无线电电路装置的结构。在该图中，301是参考振荡器、302是第一本地振荡器、303是分频器、304是乘法器、305是滤波器、306是发射电路、307是接收电路、308是共用装置和309是天线。把参考振荡器301的输出信号输入到第一本地振荡器302，而且在输入到乘法器304以进行乘法之后，由滤波器305减小非必要频率分量。
在发射电路306中，311是调制器、312是发射频率变换器、313是滤波器和314是功率放大器。当无线电电路装置正在发射时，把第一本地振荡器的输出信号输入到发射频率变换器312，而且在输入到分频器303以进行除法之后输入到调制器311。调制器311用基带信号调制分频器303的输出信号。把调制器311的输出信号输入到发射频率变换器312以用第一本地振荡器302的输出信号将它转换成发射信号的频率。在由滤波器313减小所需频率分量之后，在功率放大器314处放大发射频率变换器312的输出信号，而且通过共用装置308以从天线309发射。
在接收电路307中，321是低噪声放大器、322是第一接收频率变换器、323是滤波器和324是第二接收频率变换器。在天线309上接收到的信号通过共用装置308以输入到低噪声放大器321。把低噪声放大器321的输出信号输入到第一频率变换器322并由第一本地振荡器302的输出信号将它转换成第一中间频率。由滤波器323减小在非必要分量中的第一频率变换器322的输出信号。把滤波器323的输出信号输入到第二频率变换器324以由滤波器305的输出信号将它转换成第二中间频率。
本模式与如图1所示的模式1的区别在于，输入参考振荡器的相乘波(multiplied wave)，而不是将第二本地振荡器的输出信号输入到第二接收频率变换器。此外，通过省略其电路尺寸很庞大且消耗大量功率的第二本地振荡器，设计无线电电路装置使之小型化并消耗较低功率。
此外，在发射频率高于接收频率的情况下，通过适当地选择分频器303的除数，当无线电电路装置正在发射和当它正在接收时，第一本地振荡器的振荡频率可以是接近的频率。从而，第一本地振荡器302的C/N可以更好，而且发射电路306的输出的已调波可具有更好的精确度。
较佳的是，将分数分频型(fractional frequency division type)PLL频率合成器用作第一本地振荡器302，如在模式1中那样。从而，当在本模式中无线电电路装置如在模式1中那样进行发射时，滤波器可以容易地衰减非必要分量，从而可以小型化整个无线电电路装置。
此外，共用装置308和低噪声放大器321之一或两者和/或低噪声放大器321和第一频率变换器322之间，可以提供一个滤波器或多个滤波器。
在本模式中的第一本地振荡器302是根据本发明的本地振荡器的一个例子。
如上所述，根据本发明，可以实现不会在发射频带内产生非必要频率分量并可以将其小型化的无线电电路装置。
权利要求
1.一种在时分多址系统中用到的无线电电路装置，其特征在于，包括本地振荡器，分频器，调制器，发射频率变换器，第一接收频率变换器，和第二接收频率变换器，其中，当所述无线电电路装置正在发射时，把所述本地振荡器的输出信号输入到所述发射频率变换器，而且把它输入到所述分频器，然后与预定除数相除以成为发射中间频率的信号；所述调制器用调制信号调制所述发射中间频率的所述信号以将它输出到所述发射频率变换器；以及所述发射频率变换器用所述本地振荡器的所述输出信号把所述调制器的输出信号转换成发射信号，当所述无线电电路装置正在接收时，把所述本地振荡器的输出信号输入到所述第一接收频率变换器；在通过所述本地振荡器的所述输出信号把所述接收到的信号变换成第一接收中间频率的信号之后，所述第一接收频率调制器把接收到的信号输出到所述第二接收频率变换器；所述第二接收频率变换器通过固定频率的信号，把所述第一接收中间频率的所述信号转换成所述第二接收中间频率的信号，在所述无线电电路装置正在发射和当所述无线电电路装置正在接收中间切换所述本地振荡器的输出频率。
2.如权利要求1所述的无线电电路装置，其特征在于，所述发射信号的频率和所述接收信号的频率是不同的。
3.如权利要求1或2所述的无线电电路装置，其特征在于，将PLL频率合成器的输出信号用作输入到所述第二接收频率变换器的所述固定频率的所述信号。
4.如权利要求1或2所述的无线电电路装置，其特征在于，具有参考振荡器，它把参考信号输出到所述本地振荡器，而且将所述参考振荡器的输出信号的相乘波信号用作输入到所述第二接收频率变换器的所述固定频率的所述信号。
5.如权利要求1-4中任何权利要求所述的无线电电路装置，其特征在于所述本地振荡器是分数分频型PLL频率合成器，所述PLL频率合成器具有相位比较器、低通滤波器、压控振荡器、可变分频器和除数控制电路，所述可变分频器将所述压控振荡器的输出信号分频，所述相位比较器检测在所述可变分频的输出信号和相位比较频率的信号之间的相位差，所述低通滤波器使所述相位比较器的输出信号平滑，所述压控振荡器利用所述低通滤波器的输出控制输出信号的频率，所述除数控制电路通过定期地改变所述可变分频器的除数，输出通过将所述相位比较器频率与来自所述压控振荡器的非整数相乘而获得增益的频率。
6.如权利要求5所述的无线电电路装置，其特征在于，在当所述无线电电路装置正在发射和当所述无线电电路装置正在接收时，所述本地振荡器的所述相位比较频率是相等的。
7.如权利要求2-5中任一权利要求所述的无线电电路装置，其特征在于，所述发射信号的所述频率高于所述接收信号的所述频率，而且选择所述分频器的所述除数，从而当所述无线电电路装置正在发射和当所述无线电电路装置正在接收时，所述第一本地振荡器的所述输出频率落在预定范围内。
8.一种无线电通信设备，其特征在于，包括根据权利要求1-7中任一权利要求的无线电电路装置、功率放大器、共用装置和天线，其中，把所述发射频率变换器的所述输出信号输入到所述功率放大器进行放大，当所述无线电电路装置正在发射时，由所述共用装置选择所述功率放大器的输出信号以从所述天线输出，当所述无线电电路装置正在接收时，由所述共用装置选择从所述天线输入的接收信号以输入到所述第一接收频率变换器。
全文摘要
当无线电电路装置发射时把第一本地振荡器的输出信号输入到发射频率变换器和分频器,把分频器的输出信号输入到调制器。调制器调制分频器的输出信号。把调制器的输出信号输入到发射频率变换器以转换成发射信号的频率。当无线电电路装置接收时把低噪声放大器的输出信号输入到第一频率变换器以转换成第一中间频率。把滤波器的输出信号输入到第二频率变换器电路以转换成第二中间频率。可降低发射的非必要分量并小型化无线电电路装置。
文档编号H04B1/38GK1250259SQ9911185
公开日2000年4月12日 申请日期1999年7月30日 优先权日1998年7月31日
发明者中谷俊文, 足立寿史, 小杉裕昭, 森永洋一, 糸川博之, 平野俊介 申请人:松下电器产业株式会社