无线通信单元和集成电路的制作方法
【专利说明】
[0001] 本申请是申请日为2010年05月19日，申请号为201080063777. 2,发明名称为"集 成电路、通信单元以及减少互调失真成分的方法"的专利申请的分案申请。
技术领域
[0002] 本发明有关于消除（cancellation)互调（intermodulation)失真的集成电路、通 信单元以及方法。更具体地，有关于集成电路、无线通信单元以及减少二阶互调失真成分的 方法。
【背景技术】
[0003] 近年来，频分双工（FrequencyDivisionDuplex，FDD)以及时分双工（Time DivisionDuplex，TDD)已经成为无线系统中选择用于处理上行链路（uplink，UL)以及下 行链路（downlink，DL)两种方法。FDD为UL以及DL使用两个不同的频率，以将二者在频 率上分开，而TDD为UL以及DL信号使用相同的频率，然后在时间上将二者分开。因此，为 了满足多个通信标准的效能要求，集成电路以及/或者通信单元已经设定为使用FDD技术 作为分开UL/DL发送以及接收通信的机制。
[0004] 因此，尤其对于典型的无线通信频率，其中发送（以及接收）频率很高，例如第三 代宽带码分多址（widebandcodedivisionmultipleaccess，WCDMA)标准中，为 1GHz频 率范围，已知地，在IC或者通信单元中的高频率范围内已发送以及已接收信号之间的较差 的隔离可能造成干扰。此处，在接收混频器内部，发送信号经由二阶失真（secondorder distortion)机制通过双重滤波器以及混频器泄漏（Leak)到基频，因此引起了品质降低 的接收信号噪声比（SignaltoNoiseRatio,SNR)效能。这引起了接收器显著降低灵 敏度（desensitization)。该问题在发送器运行在或者接近发送器的最高发送功率容量 (capability)而接收器运行在或者接近最低接收功率容量时变得尤为严重，其中，接收器 的最低接收功率容量称作接收器的'灵敏度（sensitivity)'。在此情况下二阶互调乘积 (2ndorderintermodulationproducts)可以降低无线电（radio)的灵敏度，而且导致二 进制误码率（bit-error-rateBER)恶化。当两个信号彼此混频会发生二阶互调失真（二 阶互调乘积或者二阶互调失真），通过二阶非线性（secondordernonlinearity)产生两个 干扰的和频以及差频的二阶互调（SecondOrderIntermodulation，IM2)乘积或者二阶互 调失真（SecondOrderIntermodulationDistortion,IIP2) 〇
[0005] 图1为现有技术中高频通信单元100中引起二阶互调乘积干扰效应的电路示意 图。高频通信单元100包含数字基频'I'以及'Q'信号102,数字基频'I'以及'Q'信号 102输入到发送链数模转换器（TXDAC) 105,其中数字基频'I'以及'Q'信号102转换为模 拟基频'I'以及'Q'信号，然后在低通滤波器（LPF) 110中滤波。已滤波基频信号然后使用 混频器级115上变频，其中，混频器级115耦接到本地振荡器（L0) 120,这样，已滤波基频信 号频率上转换到L0 120所提供的频率上。混频器级115输出的已上变频信号输入到功率放 大器（PA) 125,其中，PA125将已上变频信号放大到足够高无线频率电平，以从天线135辐 射出去。天线135耦接到发送链/接收链（Tx/Rx)双重滤波器130,Tx/Rx双重滤波器130 将接收自发送路径的信号衰减，使得来自发送路径的信号不能进入通信单元的接收路径。 尽管如此，考虑到如此高无线频率的滤波技术的诸多限制，大量的发送信号泄漏140(图中 记作TX泄漏）到接收器路径中。
[0006] 因此，在接收路径上，天线135以及Tx/Rx双重滤波器130将已接收高频信号选 路（route)到低噪声放大器（LNA) 145。已放大高频信号输入到正交下变频混波器150， 正交下变频混波器150将已放大信号经由与正交移位（quadratureshifted)本地振荡 器信号155相乘而将其下变频，其中，正交移位本地振荡器信号155来自L0源160。正 交下变频器150的输出为基频频率，例如低通或者带通滤波器（LPF/BPF) 165可以用于将 频率域不需要的信号去除或者衰减。基频信号可以为低频（LF)信号、低中频（VeryLow IntermediateFrequency，VLIF)信号或者甚至为DC(零IF)信号。基频（模拟）已滤波信 号然后在接收链模数转换器（RXADC) 170数字化，然后再次滤波以去除滤波器175的数字 化影响。曲线图185给出如何发送信号泄漏到接收路径中从而使得接收器效能降低灵敏度 (de-sensitised)(通常称作'desense'，图中标记为'desense'），其中，大多数降低灵敏度 效应发生在接收下变频器级。效能降低以灵敏度降低以及最终的二进制误码率（BitError Rate，BER)测量，而且效能降低是因为基频信号中存在MD2乘积。
[0007] 最小化发送信号泄漏进接收路径的电平的经典方法使用表面声波（Surface AcousticWave，SAW)滤波器。但是，由于SAW滤波器体积大以及高成本等因素，以及联系 到持续增长的需求以降低产品成本以及大小，SAW滤波器的使用不再适用，尤其在移动电话 行业中。
[0008] 一种已经尝试的方法已经使用集成窄带宽、可调谐带通或者带拒（notch)类型滤 波器，以替代SAW滤波器的功能。但是，该方法仍然需要多个集中式单元电感器（lumped elementinductors)〇
[0009] 还有一种替代方法是使用校准方案，该校准方案可以为制程、电压以及温度 (Process,VoltageandTemperature，记作PVT)变动（variation)范围内的最大IIP2 而 调整（trim)接收下变频器运作。但是，由于模拟无线频率设定不能很好处理PVT变动范 围，因此该方案被认为是无效的。进一步说，就是加入专用调整端口（dedicatedtrimming port)的效果可能需要和其他关键RF指标（metrics)达成妥协。
[0010] 另一消除二阶互调乘积的现有方法如图2所示，图2为现有的用于减少上述二阶 互调失真方法的无线通信单元200的模块示意图。如图所示，数字基频'I'以及'Q'信号 102也输入到适应性互调失真（MD)消除功能块215。MD消除功能块215用于提供通信单 元的发送器的二阶互调失真成分的数字估计（信号220、225中）。然后，在减法模块230、 235中，发送二阶互调失真成分的数字估计（信号220、225中）从滤波器175的输出信号中 减掉，以（理论上）去除二阶互调失真成分的一部分，该二阶互调失真成分在接收路径中作 为通过Tx/Rx双重滤波器130的发送信号的泄漏的结果而产生。以此方式，干扰的估计则 基于本身与参考信号的相关性（correlated)。然后图2的技术在接收信号的DC校正之后， 产生了的错误信号，则使用该错误信号实现MD消除功能块215。其后，进行适应性消除以 最小化估计误差的均方功率。
[0011] 上述技术中存在缺点，例如接收器效能的选择性（当带宽为，例如〈100Hz)在设定 时间过慢时变成了缺点，例如，由于所使用的任何平