[0060] 所述符号定时模块利用本地训练序列和接收到的第二训练序列C和第=训练序 列D相关运算的结果对数据符号进行符号定时估计。
[0061] 实施本发明，具有W下有益效果：针对低信噪比通信系统，例如低信噪比SC-抑E 系统、OFDM系统等，本发明由于采用了并行码相位捜索算法且数据帖具有足够长的第一训 练序列A，因而可W有效地抵抗噪声的影响，并且可W实现较大载波频偏检测范围，纠正足 够大的频偏，完成信号的高精度同步；解决了传统同步算法在低信噪比条件下的同步性能 差的问题，可W在低信噪比条件下取得较好的同步性能。
[0062] 再有，由于数据帖中的循环前缀CP的长度设置使得对符号定时估计点引入一提 前量Ng,保证了最终的符号定时估计的准确性，从而解决了当无线衰落信道主径不是第一 径的情况下因定时点滞后导致解调损失大的问题。
[0063] 由于本发明利用训练序列C和训练序列D来联合完成细频偏估计和符号定时估 计，可W降低硬件实现的复杂度，降低相关器的长度，从而可W大大减少算法FPGA实现所 消耗的资源，易于实际推广。
【附图说明】
[0064] 下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中： 阳0化]图1是本发明通信系统同步方法中所采用的数据帖的结构示意图；
[0066] 图2是本发明通信系统同步方法的流程图；
[0067] 图3是本发明通信系统同步方法中采用并行码相位捜索算法的流程图；
[0068] 图4是根据本发明一实施例的通信系统同步方法中所采用的数据帖的结构示意 图；
[0069] 图5是本发明通信系统同步方法中采用并行码相位捜索算法的检测峰值随载波 频偏的变化的示意图；
[0070] 图6所示为AWGN信道条件下，第二训练序列C相关运算并累加的结果的示意图；
[0071] 图7a所示为无噪声条件下，第二训练序列C和第S训练序列D相关运算的结果 (相关实部）的示意图；
[0072] 图化所示为无噪声条件下，第二训练序列C和第S训练序列D相关运算的结果 (相关虚部）的不意图；
[0073] 图8所示为AWGN信道条件下，本发明同步算法的时间度量示意图；
[0074] 图9a所示为主径是第一径的多径信道的离散脉冲响应图；
[00巧]图9b所示为主径不是第一径的多径信道的离散脉冲响应图。
【具体实施方式】
[0076] 本发明设及广域物联网M2M通信系统中的一种低信噪比SC-抑E(SingleCarrier 化equen巧DomainEqualization,单载波频域均衡）系统同步算法，适用于信号传输距离 远、效率要求不高的低信噪比SC-抑E系统，也可推广到其他通信系统中，比如(FDM系统。
[0077]图1是本发明的通信系统同步方法中所采用的数据帖的结构示意图。如图1所示， 在本发明中，通信系统的发送端和接收端之间通信所采用的数据帖包含训练序列、循环前 缀CP和负载（即数据符号）。其中，该训练序列包括第一训练序列A、第二训练序列C和第 S训练序列D，且第一训练序列A由周期长度为Ll的ZC序列重复Tl次构成，第二训练序列 C由周期长度为L2的ZC序列重复T2次构成，第S训练序列D由周期长度为L2的ZC序列 取反后重复T3次构成。Ll和Tl均为正整数，且4《Ll《12、3000《Tl《5000,其中Tl 的值取决于LU最大频偏范围及信噪比的大小；L2和T2均为正整数，且128《L2《512、 12《T2《48 ;T3为正整数，且T2/8《T3《T2/4。
[0078] 在本发明通信系统的通信过程中，发送端发送上述帖格式的数据帖，接收端接收 该数据帖并进行信号同步操作。其中通信系统的同步方法是由同步装置执行，该同步装置 包括帖检测模块、细频偏纠正模块和符号定时模块。
[0079] 图2是本发明通信系统同步方法的流程图。如图2所示，本发明通信系统同步方法 包括由接收端中的同步装置的帖检测模块执行的步骤S1、细频偏纠正模块执行的步骤S2 和符号定时模块执行的步骤S3,各步骤具体如下：
[0080] 步骤Sl:利用第一训练序列A采用并行码相位捜索算法进行数据帖的检测（即进 行帖捕获），从而获得到粗频偏估计值用W纠正粗频偏值，继而获得经过粗频偏纠正之后的 数据符号。
[0081] 步骤S2 :利用第二训练序列C进行细频偏估计，获得细频偏估计值，用W纠正细频 偏值从而获得经过细频偏纠正之后的数据符号。
[0082] 步骤S3 :利用第二训练序列C和第=训练序列D进行符号定时估计，W进行定时 同步。
[0083] W下对步骤S1-S3分别详细说明。
[0084] 首先对步骤Sl中的帖检测和粗频偏估计进行说明。
[00化]当接收信号的信噪比较低，同时载波频偏范围又较大时，传统的同步算法往往很 难完成信号的较高精度的同步。本发明同步方法的步骤Sl中数据帖检测采用的并行码相 位捜索算法借鉴了GI^接收机中的信号捜索算法来完成数据帖的检测。对于GI^接收机，一 般是利用发射机中足够长的训练序列完成对卫星信号的码序列、载波频率和码相位=维的 捜索，由于本发明通信系统中用来完成帖检测的训练序列A是固定的，所W只需要在载波 频率和码相位的二维捜索单元设计算法即可。运种联合检测算法的原理简单，并且理论上 只要训练序列足够长就可W有效的抵抗噪声的影响，并且可W实现较大的频偏检测范围。 综合考虑训练序列A的长度及算法的复杂度，本发明采用并行码相位捜索算法。
[0086] 在本发明的一些实施例中，通信系统同步方法中由帖检测模块执行的步骤Sl所 采用并行码相位捜索算法的流程如图3所示。
[0087]其中：
[0088] 在步骤Sl-I中，接收到的信号与数字振荡器（NCO)产生的正交载波进行混频操 作，然后将混频的输出与本地训练序列利用FFT(快速傅立叶变换）模块和IFFT(快速傅立 叶逆变换）模块进行相关运算，得到相关运算的结果；
[0089] 步骤S1-2中，对步骤Sl-I得到的相关运算的结果利用周期累加的方式实现预定 长度的相干积分，对相干积分后的I和Q两路输出取模运算并平方相加后得到最终的检测 判定值V;
[0090] 在步骤S1-3中，将检测判定值V与设定的阔值Vt进行比较，W判定是否检测到数 据帖；且
[0091] 当检测到数据帖时，帖检测模块停止工作并且给出DDS此时的频率值作为所述粗 频偏估计值；当没有检测到数据帖时，更新DDS的频率值并重复步骤Sl-I至步骤S1-3重新 进行捜索，直到检测到数据帖为止。 阳09引图3还示出了示例性帖检测模块的结构，其包括：
[0093] 混频模块，用于将接收到的信号与数字振荡器（NCO)产生的正交载波进行混频；
[0094] 第一FFT(快速傅立叶变换）模块，用于对混频的输出进行快速傅立叶变换； 阳0巧]第二FFT(快速傅立叶变换）模块，用于对本地训练序列进行快速傅立叶变换；
[0096] 共辆模块，用于对第二FFT模块的输出进行复数共辆运算；
[0097]IFFT(快速傅立叶逆变换）模块，用于对快速傅立叶变化运算与复数共辆运算的 混频的输出进行快速傅立叶逆变换，得到相关运算后的I分量和Q分量；
[009引 I分量相干积分模块，利用周期累加的方式对相关运算后的I分量进行预定长度 的相干积分；
[0099] Q分量相干积分模块，利用周期累加的方式对相关运算后的Q分量进行预定长度 的相干积分；
[0100] I分量取模及平方模块，用于对相干积分后的I分量取模运算并平方，得到I2; 阳101] Q分量取模及平方模块，用于对相干积分后的Q分量取模运算并平方，得到妒； 阳102] 加法模块，用于对I2和Q2进行加法运算，得到检测判定值V;
[0103] 比较模块，将所述检测判定值V与设定的阔值Vt进行比较，W判定是否检测到数 据帖。
[0104] 为便于理解本发明，W下通过一实施例来说明本发明通信系统同步方法中的算 法。该实施例中，通信系统的几个重要的技术指标如下： 阳1〇5] (I)FFT(化StFourierTransform,快速傅立叶变换）长度N为1024点，循环前缀 (切CliCPrefix,简称CP)长度为128点，符号间隔Ts等于0. 2yS;
[0106] (2)信噪比低至-15地，最大的归一化载波频偏值为1. 2;
[0107] (3)两种多径信道模型如表1所示；
[0108] (4)数据帖中的训练序列配置参数如表2和图4所示，即第一训练序列A中，Ll= 8、Tl= 3800 ;所述第二训练序列C中，L2 = 256、T2 = 24 ;第S训练序列D中，L2 = 256、 T3 = 4。
[0109]表I多径信道模型 阳110]
阳111] 表2训练序列参数配置 阳112]
[0113] 采用并行码相位捜索算法来实现数据帖的检测，需要确定频率捜索步进fbi。和相 干积分时间Ttuh两个参数。经过相干积分后的I和Q两路输出信号可W分别表示为：
[0114] I(n) =aR(T)sine(feTcoh)COS^e+Di(D 阳11引 Q