(n) =aR(T)sinc(feTc〇h)sin<l)e+nQ似
[0116] 式中a表示输入信号的幅度，I为接收到的训练序列与本地训练序列之间的相位 差，f。表示接收信号的载波频率与本地载波频率的差值，4。为两者之间的相位差，Ttuh表示 相干积分的时间，R(t)代表最大值为1的ZC序列自相关函数，ni和ng分别表示I路和Q路 的噪声。不考虑噪声影响，则当检测到训练序列A时（I=0)，此时的检测判定值可W表示 为： 阳117] V=A妒=a2|sinc(feTcJ|2 做 阳118] 通过上式可W看出，载波频率偏差f。会对最终的时间度量引入|sinc(fJcJI2 倍数的损耗，运会增大信号的漏检率和降低信号捕获的灵敏度。为了降低漏检率事件 发生的概率，一般要求接收信号载波频率与本地载波频率的差值控制在3地W内，因为 4'吗I二1 / ，所队频率误差的绝对值理论上应该不超过0. 443/Tc"h，即频率捜索 步进fM。^. 886/X"h。而在实际应用中，则要求频率的捜索带宽值更小，W进一步降低漏检 率，所W最终的设计一般满足：
[0119]
㈱
[0120] 运里系数2/3可W使相邻两个3地带宽之间存在一定程度的重叠，上式也表明 了频率捜索步进fbi。与相干积分时间T。。4之间成反比。考虑到后续的步骤S2中细频偏 估计的范围，算法要求粗频偏值纠正过后，信号的最大归一化载波频偏值限制在0. 25之 内，即fbm<〇.25/NL，换算后可知单个频带对应的相干积分训练序列长度至少为（Tcch/ L)〉8N/3 > 2730点，即周期长度Ll为8的子序列至少需要重复341次。由于系统的最大归 一化载波频偏值为1. 2,所W理论上只需要W信号的中屯、频率f。为频点共11个频带即可， 所W在本实施例中，算法设计的总重复次数Tl为3800次，大于341X11 = 3751次。在本 发明的其他实施例中，周期长度Ll和总重复次数Tl可W由实际的需要灵活设计，主要是根 据最大频偏范围和信噪比来设计参数。 阳121] 图5是本发明通信系统同步方法中采用并行码相位捜索算法的检测峰值随载波 频偏的变化的示意图，其是在AWGN(AdditiveWhiteGaussianNoise,加性高斯白噪声） 信道条件下，仿真信噪比为-15地时，并行码相位捜索算法检测峰值随载波频偏变化的仿 真结果。通过仿真图可W看出，当捜索到正确的频带时，帖检测的峰值远大于相邻频带的检 测结果，所W只要能够合理的设置捕获阔值就可W保证数据帖能被正确检测到，同时也满 足粗频偏估计精度的要求。
[0122] 接下来，对步骤S2细频偏估计进行说明。 阳123] 步骤S2中，利用本地训练序列和接收到的第二训练序列C进行相关运算，并将相 关运算的结果累加8次，W进行载波的细频偏估计。
[0124] 由于训练序列C的子序列周期长度L2只有256,因此仅利用一次相关运算的结果， 在信噪比较低的情况下无法得到明显的相关峰值。为了取得良好的检测效果，本发明同步 方法所采用的算法通过对训练序列C的相关结果累加8次来抵抗噪声的影响。图6表示的 是AWGN信道条件下，SNR= -15地时，本地训练序列与接收到的训练序列C相关后并累加8 次的仿真结果。通过仿真图可W看出，只要通过合理的设置检测阔值，就可W准确的检测到 训练序列C，同时可W确定训练序列C某个子序列的起始位置。但是此时并不能确定训练序 列C的起始位置，运是因为随着仿真信噪比的不同，检测所消耗的子序列个数是不一样的， 但是可W知道检测到训练序列C时最多只消耗了 8个子序列。
[01巧]该同步算法的细频偏估计是直接通过计算两次相关峰值点对应的相位差实现的， 但是由于训练序列的长度直接决定了细载波频偏估计的范围和精度，所W为了获得良好的 细频偏估计精度，可W在检测到训练序列C之后，利用紧接着的16个子序列相关运算的结 果完成细频偏估计。具体的计算流程为：将连续的16个子序列对应的相关峰值点分成前后 两部分，然后前8个值和后8个值分别相加，运样就可W得到等同于结构1中两个相关值， 并且可W表示为：
阳126] 闽 阳127] 其中： 阳12引
(6)
[0129] 运里r(d)表示经过粗频偏纠正之后的数据符号，m(d)表示本地的训练序列。利 用上面的计算方法，理论上就能得到足够的细载波频偏估计精度。
[0130] 最后，对步骤S3符号定时估计进行说明。 阳131] 步骤S3中，利用本地训练序列和接收到的第二训练序列C和第S训练序列D相关 运算的结果对数据符号进行符号定时估计。当检测到的序列四个为训练序列C的子序列，4 个为训练序列D的子序列，则此时由于两者相反的特性，可W出现一个很大的相关峰值，从 而可W找到训练D的位置，完成相应的符号定时估计。 阳132] 由于第二训练序列C和第S训练序列D之间为相反的关系，而且经过细频偏纠正 之后，数据符号的剩余频偏已经很小，只是叠加了一个随机的相位，此时再次将训练序列C和D与本地训练序列进行相关运算就可W得到如图7a和图化所示的仿真结果，其中图 7a所示为相关实况，图化所示为相关虚部。需要说明的是，为了清晰的表现出运两个训练 序列相关计算结果之间的比较，该仿真是在没有噪声的情况得到的，实际上在SNR<-2地左 右，训练序列的相关峰值会基本都被噪声淹没。算法设计的时间度量函数为：
阳1；33] 巧
[0134] 图8表示的是AWGN信道条件下，仿真信噪比为-15地时，该算法的时间度量仿真 结果。从仿真图可W看出，此时该算法的时间度量函数的输出可W得到一个很明显的峰值 点，利用该峰值点的索引就可W准确计算出训练序列D的位置，从而完成符号定时估计。
[0135] 也就是说，在本发明的通信系统同步方法中，只能检测到序列C，但是不能确定其 起始位置。其符号定时估计是根据训练序列C和D与本地训练序列进行相关运算，利用算 法设计的时间度量函数输出得到一个很明显的峰值点，再利用该峰值点的索引准确计算出 训练序列D的位置，从而完成符号定时估计。
[0136] 最后，考虑到接收信号的主径不是其第一径时导致的符号定时点滞后的问题，还 需要对定时点的位置进行修正。如前所述，步骤S3是利用本地训练序列和接收到的训练序 列C和D相关运算的结果对数据符号进行符号定时估计。但是一些通信系统例如SC-抑E 系统本质上是一种抗多径的系统，各种同步算法的设计必须保证在多径信道条件下仍然能 够实现较高精度的同步。利用本地训练序列与接收到的训练序列相关运算的结果实现符号 定时估计的算法，关键是解决接收信号的主径不是其第一径时导致的符号定时点滞后的问 题，因为定时点滞后将导致很大的解调损失。图9a和9b表示的是两种典型多径信道的离 散脉冲响应，其中图9a中的多径信道表示主径是第一径的多径信道，图9b表示主径不是第 一径的多径信道。实际上表1中给出的两种信道模型就分别代表了运两种不同特性的多径 信道。
[0137] 无线通信中大多数多径信道的主径都是其第一径，对于主径不是第一径的多径信 道而言，两者之间的时延一般也很小。假设由主径决定的符号定时点索引为N。，则只要对其 提前Ng点就能保证符号定时估计点不会滞后于第一径。设修正后的符号定时点的位置为 Nv,则其可W表示为： 阳 13引 Nv=Nu-Ng做
[0139] 式中Ng的大小必须至少大于主径和第一径的最大时延，运样就可W保证修正后的 符号定时点位置超前第一径的到来时刻。同时为了使符号定时估计点不会超过无ISI区， CP的长度也要满足一定的要求。由于SC-FDE和OFDM系统的准确符号定时估计点都是一个 范围，所W只要适当增加循环前缀的长度就可W保证最终的符号定时估计是准确的。
[0140] 因此，本发明中，数据帖结构的设计中，循环前缀CP的长度的设置使得在步骤S3 中对符号定时估计点引入一提前量Ng,且对于主径不是第一径的多径信道提前量Ng的大 小至少大于主径和第一径的最大时延。 阳141]例如W表1中的两种多径信道模型作为参考，第二种多径信道的主径相对于第一 径的最大信号延时为2. 4yS，综合第一种信道模型，运可W理解为无线信号在经过实际的 信道传输后，主径滞后第一径的时间为0到2. 4yS之间。由于发射端相邻符号的时间间隔 为0. 2yS，考虑极限情况，实际上只要满足12就可W保证符号定时点不会滞后于第一 径。同时从表中可W看出信号的第一径和最后一径的延迟时间为15. 8yS，也就是对应79 个符号点，综合考虑符号定时估计带来的损耗，只要满足CP的长度大于91点即可，而本实 施例中，系统中设定的CP长度为128点，显然满足设计的要求。 阳142] 本发明的一些实施例中，CP的长度W及FFT的长度都是按照2的整数次幕计算的。 调用fft(X，脚后得到N点数据，运N点数据实际上就是从0化到5120化的采样频率，相邻 的数据点频率相差1/Ts=5120/N Hz, N=5120*Ts=1024 ;表1中第一径和最后一径的 延迟时间为15.8US，主径相对于第一径的最大信号延时为2. 4 y S，发射端相邻符号的时隔 为0. 2 y S，CP的长度大于15. 8/0. 2巧.4/0. 2=91。因此只要大于91的2的整数次幕均 满足W上要求。
[0143] 本发明通信系统同步方法所提出的利用训练序列C和训练