站A信号传输的接收机的直达波路径时延t A。如图8所示，按 照相同方法确定从基站B和基站C分别到接收机的真正直达波，分别计算出三个基站到接 收机的距离，并基于这三个距离对终端接收机进行定位。
[0079] 接下来继续参考图9至图13以CDMA工作原理定位系统为例阐述本发明的实施过 程。
[0080] 如图9所示，基站A发射信号通过A1和A2两条路径到达终端R，传输信道模型为：
[0081] Η = α Α1 · δ (t_tA1) + α Α2 · δ (t_tA2),
[0082] 其中，ct Αι表示Α基站第i条路径损耗，tAl表示Α基站第i条路径传输时延。
[0083] 基站B发射信号通过B1和B2两条路径到达终端R，传输信道模型为：
[0084] Η = α Β1 · δ (t_tB1) + α Β2 · δ (t_tB2),
[0085] 其中，ct Βι表示Β基站第i条路径损耗，tBl表示Β基站第i条路径传输时延。
[0086] 基站C发射信号通过C1和C2两条路径到达终端R，传输信道模型为：
[0087] Η = a C1 · δ (t_tcl) + a C2 · δ (t_tC2),
[0088] 其中，ct α表示C基站第i条路径损耗，表示C基站第i条路径传输时延。
[0089] 终端在R处收到来自基站A、B、C的两个路径信号叠加为：
[0090]
[0091] 其中，PAl表示终端接收到的A基站第i个路径信号功率，ΡΑι = α Αι ·ΡΑ ;PN(t_tAl) 表示终端接收到的Α基站第i个路径伪码序列；+皆1)~表示终端接收到的Α基站第 i路径载波信号。A1、B1、C1是接收机真正希望锁定的信号。
[0092] 如图11所示，终端接收机基站A信号处理模块利用PNA(t)c〇s〇n与X(t)进行运 算，通过滑动本地伪码序列的相位PN A(t)来搜索X(t)中的基站A的伪码信号。基站B信号 处理模块利用PNB(t)c〇s〇n与X(t)进行运算，通过滑动本地伪码序列的相位PN B(t)来搜 索X(t)中基站B的伪码信号。基站C信号处理模块利用PNe(t)C〇S〇n与X(t)进行运算， 通过滑动本地伪码序列的相位PN c(t)来搜索X(t)中基站C的伪码信号。
[0093] 由于α A2 << a A1，比如α Α1 = α A2+l〇~30dB的应用环境，因此PA2 << PA1。图 7的终端接收机基站A信号处理通道首先锁定A2路径信号。锁定A2路径后，图7中所示的 相关累加器输出为：
[0094]
[0095] 其中，R( Δ p AAl)表示终端接收机本地伪码PNA (t)与A基站第i个传输路径伪码 相关值。R(A pABl)表示终端接收机本地伪码PNA(t)与B基站第i个传输路径伪码相关值， 属于多址干扰。R(A ρΑει)表示终端接收机本地伪码PNA(t)与C基站第i个传输路径伪码 相关值，属于多址干扰。
[0096] 由于PNA(t)与PNB(t)、PNc(t)是经过优选的伪码序列，具备如图10所示的相关特 性，因此在基站A信号处理通道中，可以将基站B、基站C发射信号对基站A信号的多址干扰 视为噪声。相关器输出2&可简化为 ：
[0097]
[0098] 由于PA2 >> PA1，因此相关器输出ZA进一步简化为：
[0099]
[0100] 由于接收机基站A信号处理通道锁定了 A2路径信号，因此终端接收机测距单元就 会把A2路径视为基站A到终端的直达波，读取伪码相位测量值参与定位解算。显然引入测 量误差，导致定位失败。因为真正的传输路径应该为A1。
[0101] 为了解决这个问题，需要重建A2路径信号，并从接收信号X(t)中扣除A2路径信 号的影响，那么剩下的就是A1路径信号和噪声干扰了。
[0102] 图11给出了改进后的信号处理流程。对比传统的接收机信号处理流程，图11中 新增了 3个多径识别处理过程，分别对应基站A的多径识别，基站B的多径识别，基站C的 多径识别。
[0103] 根据数值估算算法，比如MLE算法，通过对ZA进行多次测量，得到PA2的估计值 , Λ p A2的估计值的估计值图11中利用测量估计值fA2，0Α2和当前 伪码锁定相位fA2可以重建Α2路径信号：
[0104] 同理可以重建B2、C2路径信号：
[0105]
[0106] 在图11中，基站A、B、C信号处理通道发生最大相关峰时，相关计数器输出分别 为：
[0107]
[0108] 写成矩阵为
[0109]
[0110] 进步可与成.Z = Η ' tj + N _。
[0111] 对20 ΖΒ、Ζε进行多次测量，利用数值估算方法，比如MLE算法，可估算出
[0112] 扩展开，考虑基站Α、基站Β和基站C相互之间的多址干扰，基站A、B、C彳目号处理 通道发生最大相关峰时，相关计数器输出分别为
[0113]
[0114] 进一步也可与成.Ζ = Η. · 0 _+ Ν ^
[0115] 对ZA、ZB、Ze进行多次测量，利用数值估算方法，比如MLE算法，同样可估算出
[0116] 终端获得了当前锁定信号的接收功率：^Al和载波相位差jAl，利用当前锁定信号 伪码相位测量值可得I。基于这3个参数可重建到达接收机时的本径信号参数。对A2、B2、 C2信号重建后，并进行抵消操作，信号抵消后的残值为：
[0117]
[0118] 基站A多径识别模块利用PNA (t) cos ω t与进行运算，通过滑动本地伪码序列 的相位PNA⑴来搜索又⑴中的基站A的伪码信号。基站B信号处理模块利用PN B (t) cos ω t 与文(t)进行运算，通过滑动本地伪码序列的相位PNB (t)来搜索i<(t)中基站B的伪码信号。 基站C信号处理模块利用PNC (t) cos ω t与}进行运算，通过滑动本地伪码序列的相位 PNc(t)来搜索&1)中基站C的伪码信号。有关多径识别处理模块中的信号捕获策略为现有 技术，在此不再赘述。
[0119] 由于基站六、8、(：采用的伪码序列？凡(〇、？队(〇、？队(〇具备图10所示的相关峰 特性，因此基站A多径识别模块中信号搜索一旦成功，即解扩/FFT模块输出呈现图10所示 的相关特性，那么出现最大相关峰位置就是一个多径信号。记录此时发生最大相关峰时对 应的伪码相位测量值。将基站A信号处理模块中记录的伪码相位测量值和多径识别处理模 块总记录的伪码相位进行比较（伪码相位测量值实际实际上是伪码相位计数器的计数值， 存在大小之分），把最小的伪码相位测量值对应的那个路径信号作为真正的直达波信号时 延传输参数，基于该直达波信号时延传输参数进行定位计算。在本实施例中，由于只涉及2 个路径，因此多径识别模块锁定的这个位置就是A1路径，信号传输时延为t A1 = (ΝΑ+ δ A) / f。，接收机R与基站A的距离测量值为dA = tA1 · C = (NA+ δ A) · C/f。。同理可得，基站B 发射信号到达接收机R的信号传输时延tB1 = (NB+ δ B)/f。，距离测量值为dB = tB1 · C = (NB+ δ B) · C/f。。基站C发射信号到达接收机R的信号传5输时延ta = (Νε+ δ e) /f。，距离 测量值为de = ta · C = (Ne+ δ e) · C/f。。有了距离测量值，定位解算模块利用下式解算出 接收机R的坐标位置（X，y)。
[0121] 至此完成了终端的整个定位过程。
[0122] 图12给出了存在自干扰信号时的直达波信号通道相关输出。由于自干扰路径信 号很强，因此终端无法捕获同步直达波信号。图13给出了实施本发明后的直达波锁定情 况。由图13可见，