专利名称：发光装置组中供电效率的优化方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明公开的实施例，概括地，涉及有效供电管理和对如冷阴极荧光灯和发光二极管的发光装置组的控制，更特定地，本发明公开的实施例涉及改善液晶显示器的背光照明的供电效率。
背景技术：
冷阴极荧光灯(CCFLs)组现在一般用于笔记本式和台式计算机的屏幕、汽车导航显示器以及销售终端和医疗设备的液晶显示器(LCDs)的背光照明。CCFLs迅速被采用作笔记本式计算机以及各种便携式电子设备的背光照明，是因为其提供了较高的照明和费用效率。许多这些应用只允许供应非常有限的电力，因而，必须审慎地对电力的消耗进行管理。目前的在LCDs中管理供电的方法效率较低。由于显示器面板尺寸的增加，有必要使用供电效率更高的设计方案和方法。
典型地，需要用高压DC/AC逆变器来驱动CCFL，因为该灯使用较高的交流电工作电压。随着LCD面板尺寸的增大，需要用多个灯或多个组来提供必须的照明。因此，需要用有效的逆变器来驱动CCFL组。
照明强度主要是由变流器加在每个CCFL上的工作电流决定的。在传统的灯板组中，每个灯由其自身的逆变器-其供电效率典型值为70％-驱动。这种效率，或不足，加上为多个灯组供电的冗余的逆变器电路，导致了电力被大量消耗。
人们期待通过使用单个逆变器为整个灯板组供电以便节约电力。然而，共用一个逆变器将迫使所有灯的工作电流与参照灯的电流相同。由于每个灯因使用年限、替换和固有的制造差异而导致亮度和强度特性各有不同，所以当施加同样的参照电压到每个灯上，而不对单个灯的差异进行调整，将导致组中的各灯之间有不同的照明强度。该变化的照明强度导致LCD显示器上出现不想要的线条。现有技术试图通过在灯和LCD显示器之间加入更厚的散射板以消除漫射发光差异而解决这个问题。这随之导致更多的电力消耗被在灯上，以获得显示器表面的最佳光强度。因此，要想减少逆变器的数量和冗余电路以节约电力，需要一种新的设计方案和方法，以便在对总的电力消耗最小化的同时，有效地消除由于各灯之间的差异而导致的不能接受的灯强度的变化。
CCFL元件的差异可分为两类，即“固定的”和“动态的”。固定的差异定义为各灯之间以及它们的逆变器电路元件之间固有的制造差异，例如变压器和主驱动电路。使用单个或少量CCFL的传统的灯设计方案试图通过手动调整每个灯电路中的分压计而将固定的差异最小化。这种方法在今天常见的较传统更大的多灯组中是不实用的。反而，这些元件的固定差异通过迫使逆变器电路供应比所需要的更多的电力而被最小化，从而对组中需求较多的灯、或者“较弱的”变压器或主驱动电路进行补偿。该解决变异的“过度补偿”是另一种对电力的低效率使用，因为额外的供电可能根本不被需要或者达到不需要的补偿程度。因此，需要一种面板显示器设计方案和方法，其可以自动地将组中每个灯的灯供电设置为最佳，而不用考虑使用单个逆变器时元件的各种固定差异。
动态差异为灯的亮度因使用、时间以及温度而引起的差异，还有逆变器电路的DC供应电压(电池)中的差异。上述的现有技术方案由于分压计的设置点只是在制造时被调整并在此后一直保持固定而不适用。再次地，传统的设计方案试图通过将初始电流的值设置为高于达到最佳的灯亮度实际所需值以绕过这个问题。这就导致了电力的低效使用。因此，需要一种逆变器电路设计方案，其可以根据变化的元件的如使用年限、温度和电池或其他DC供应电压等差异而自动地设置以及提供最佳电力到每个灯，而不是依靠电力的过度补偿以确保每个灯被适当地驱动。
公知的调整灯亮度的方法是将减低亮度的能力合并到电路设计方案中。减低亮度典型地是通过电流限制或PWM而达到的。在电流限制模式中，灯电流被减少，但是灯始终持续亮着。在PWM模式中，灯以约为100到400Hz的重复率全开和全关，其减暗的范围由工作循环(duty cycle时间分数)确定。例如，如果一个灯减少到75％的亮度，是使用了工作循环为75％的PWM波形。每次灯开启时，就需要再运用“冲击电压(strike voltage)”。该冲击电压与两倍的工作电压对应，并施加该冲击电压直到灯转变为荧光状态为止，因此电压被减少至维持电压。传统的模拟控制器通过使用一种具有约几百(200)Hz响应频率的电流控制循环来检测冲击何时发生。这个缓慢的反应时间延迟了灯电压从冲击值减少到维持值，导致了对电力的低效使用。因此，需要一种面板显示器设计方案和方法，其使用具有较快的反应时间(例如20MHz)的电流控制循环检测荧光，并将灯电压减少到维持电压。
在具有多个由单个逆变器驱动的灯的大型显示器中，另一个电力的低效使用是用于设置所有灯电流的供电切换控制电路。在传统的用单个逆变器驱动一个灯组的应用中，供给灯的电力由脉宽调制器PWM(Pulse Width Modulator)进行切换。逆变器的主电路包含控制供给变压器的电力的Mosfets(metallic oxide semiconductor fieldeffect transistor金属氧化物半导体场效应晶体管)。将Mosfets在开和关的状态之间切换所占用的时间导致很高的电路阻力，随之将消耗数量可观的电力。在传统的模拟控制器电路中，主电路的定时只能通过改变该模拟控制器周围相关的无源元件得到改善。因此，人们期望主电路的定时能通过用于驱动Mosfets的脉冲定时的自动标准而更容易地调节以适合制造的差异以及条件的改变，从而将电力消耗最小化。
由于市场压低了CCFLs的费用，导致了多灯组面板的广泛使用，而对于供电效率的要求也提高了。LCD装置背光照明的传统类型由于它们所消耗的电量而不能完全令人满意。因此，本技术领域中需要一种显示器面板设计方案和方法，其能够在减少耗电量的同时，单独地感应和调整施加在多灯LCD中某一CCFL组上的电流。
发明内容
这里公开的实施例，通过提供一种用于优化发光装置组的供电效率的方法和装置，处理上述需求。这是通过具有能在多灯组中保留个别电流设置的单个CCFL变流器的控制模块实现的。
该控制模块使用包含整流桥、晶体管开关和与CCFL电路串连耦合的微控制接口的转换电路。可选地，开关电容器电路可与CCFL电路串连耦合。微处理器执行伺服控制系统软件以检测用于驱动电流控制电路的电流和照明强度反馈信息。系统软件监视通过灯的电流和电压并确定获得每个灯指定量的电流所需要的电容。控制模块包含单个逆变器，其驱动多个灯组，同时对电流保持精确控制，因而能控制每个灯的照明强度和最佳供电效率。
通过仔细考虑下列的结合附图的详细说明后，本领域的技术人员可以更加明白本发明的本性、目的和优势，其中同样的附图标记代表相同的部分，并且其中图1所示为用于驱动单个CCFL的传统逆变器电路；图2表示了多个由传统单个逆变器驱动的CCFL的电流与电压对应关系的特征变化曲线；图3表示了多个由传统共用逆变器驱动的CCFL的电流与电压对应关系的特征变化曲线；图4表示了本发明一个实施例的多个CCFL的闭环控制系统；图5表示了本发明另一个实施例的多个CCFL的控制系统；图6所示为本发明一个实施例的控制模块；图7所示为本发明另一个实施例的控制模块；图8所示为数字控制器和灯电压的定时图；以及图9所示为本发明的数字控制器电路的结构图。
具体实施例方式
词“典范的”在这里专门用于表示“作为例子、例证或者图示”。这里所描述的任何“典范的”实施例不必要理解为优选于或更具优势于其他的实施例。
所公开的实施例提供了一种用于优化液晶显示器的供电效率的方法和装置。与视觉强化电路模块相结合的微处理器或者嵌入的微控制器使得单个逆变器可以使一组多个CCFL的照明强度相等。该微控制器连续地感应每个灯的工作电流，并通过用于确保在每个灯上施加相同电流的电容的并联切换而调整单独的灯的照明差异。所述微控制器生成适当的控制信号并执行数字伺服控制算法以修改用作进行照明调整的电流。
图1所示为传统CCFL控制电路100，其中在LCD背光照明组中的每个灯104都需要一个逆变器120。CCFL灯104展示了重要的制造上的差异。CCFL元件差异可以分为两类，“固定的”和“动态的”。固定的差异定义为灯104和它们的逆变器电路元件100之间的固有的制造上的差异，例如变压器112和主驱动电路。动态的差异为因使用、时间和温度引起的灯亮度的差异，以及供给逆变器控制电路100的DC供应电压(电池)的差异。
灯104被包含了原边电路106和副边电路108的逆变器控制电路100驱动。原边电路106管理高电流和低电压并连接到变压器110的原边。副边电路108包含变压器112的副边、镇流电容器104、荧光灯104、电流传感器116和电位计118用以调整灯电流。
如果用同样的逆变器120驱动一个以上的灯，由于灯的差异，通过各个灯的电流将会不同。结果，横贯LCD面板的亮度就会不均匀。逆变器120的直接与灯(变压器112的副边电压)连接的部分为高压电路。由于电压量的参与，电路100不能被简单地控制用于改变施加在灯104上的供电。
传统的方案通过对各个灯104使用独立的逆变器120解决该问题。对各个灯104使用独立的逆变器120使得电位计118可以调整个别灯的电流，这是因为电流感应信号被用于改变以低电压(变压器110的原边)操作的逆变器120中的开关电路122。传统的方案费用高，因为对给定的LCD显示器要用许多的逆变器120。
在图2中，表示了多个由图1所示的传统控制电路驱动的CCFL的电流与电压200对应关系的特征变化曲线。每个灯需要冲击电压(201，202)以电离灯内包含的气体，并获得发光输出。灯经过电压冲击以后，每个灯会展示不同的电压-电流关系，如图中的工作电压斜线(203，204)所示。
图3所示为当两个CCFL由同一个逆变器驱动时的电流与电压对应关系的特征变化曲线。每条斜线(305，306)在达到冲击电压以后斜率就不同了。如果目标灯电流等于IOP301的额定工作电流(NominalOperating Current)，并且额定维持电压(Nominal SustainingVoltage)等于VSUS302，则施加于灯1的电压必须减去ΔV1以获得通过灯1的电压303，即VSUS-ΔV1。同样地，施加于灯2的电压必须减掉ΔV2以获得通过灯2的电压304，即VSUS-ΔV2。减少通过灯的电压致使两个灯具有相等的IOP额定工作电流，从而产生统一的照明强度。
图4表示了本发明一个实施例的用于对N个CCFL401进行背光照明的闭环控制系统400的结构图。
微控制器402从非易失性内存中执行一个或多个软件模块，所述模块包含的程序指令可生成电流控制信号以输出到场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)406。软件模块可以贮存在微控制器、RAM内存、闪存、ROM内存、EPROM内存、EEPROM内存、寄存器、硬盘、移动硬盘、CD-ROM或者本领域公知的任何其它形式的存储介质中。
FPGA406将电流控制信号402分配到与由微控制器402指定的单个CFFL401相关联的视觉强化控制模块VECM(visual enhancementcontrol modules)408中。VECM408(图6和图7中有详述)以由微控制器402指定量的电流驱动各个CCFL。电流传感器410连续地检测目前的单个灯电流以便反馈到微控制器402中。电流传感器410的单个灯电流输出由模拟多路器412进行多路输出至微控制器402。
由微控制器402执行的伺服控制算法软件模块连续地使用由电流传感器410提供的多路反馈信息以调整均等模块设置。这些设置调整通过连续地补偿由使用年限、替换、固有的制造差异以及温度的变化引起的电流差异，而维持个体灯的期望电流。由微控制器402执行的各个软件模块协作控制和调整逆变器414的操作，该操作控制逆变器414(见图1，元件112)的副边电压输出。该逆变器的副边电压输出施加于CCFL401。
在不同的实施例中，微控制器402、逆变器414、内存(未显示)、FPGA406、多路器412、电流传感器410以及控制模块408之中的任意组合都可以集成在印刷电路(PCPrinted Circuit)板上或者特殊应用集成电路(ASICApplication Specific Integrated Circuit)中。可选地，微控制器402、FPGA406和多路器412可以和逆变器部件414集成在一起。微控制器402，FPGA406，以及多路器412在功能上也可以集成在同一个或者另一个单个IC中。另外，一个或多个控制模块408可以集成在还包含了电流传感器410或者光传感器(见图5，元件510)的单个集成电路(IC)中。
由微控制器402执行的一个或多个软件模块所支持的图形用户界面可用来进行初始电流设置，或者可选地用于随后控制伺服控制算法维持设置。
图5说明了本发明另一个实施例的多个CCFL的视觉强化控制系统。图5中体现的可选的视觉强化控制系统500不是使用电流传感器(见图4，元件410)而是使用一个或多个光传感器510向微控制器502提供反馈信息。由微控制器502执行的伺服控制算法软件模块连续地使用由光传感器510提供的多路反馈信息以调整控制模块设置。这些设置调整通过连续地补偿由使用年限、替换、内在的制造差异和温度的变化引起的差异，而维持了期望的单个照明等级。
如图4中所详述的，控制模块508设置CCFL501中的电流。通过其相关联的控制模块508施加在各个CCFL501上的电流量由来自逻辑块506的控制信号确定。逻辑块506执行与FPGA(见图4，元件404)相同的功能。逻辑块506、微控制器502和模拟多路器512可以是单个集成数字控制器电路的元件。
对闭环控制系统500的反馈由一个或多个光传感器510提供。光传感器510检测CCFL510的光输出量。光传感器510产生光输出反馈信号作为模拟多路器512的输入。模拟多路器512将光传感器的反馈信号发送到可嵌入微控制器502的模数(A/D)转换器。由微控制器502执行的闭环伺服控制算法软件模块连续地维持为每个CCFL设定的预定亮度。与CCFL501的使用年限一样，输出精度通过由光传感器确定亮度输出等级而得到了有利的提高。
除了为亮度一致而保留多灯组中的单个电流设置之外，上述公开的控制系统的实施例，还可以操作来在背光设备中产生视觉效果。该控制系统可用于增加或减少显示器选定部分的亮度。例如，可以通过将显示器上爆炸发生的部分提高光输出等级，为包含爆炸在内的视频素材创建三维效果。类似地，可以通过加强阴影，如黑暗的小巷，而创建视觉效果。视觉效果的创建可通过公开的控制系统，使用软件模块改变显示器背光照明装置的特定区域的光输出量而达到。
图6详述了本发明一个实施例的在图4和图5的系统结构图中图示的控制模块。控制模块600根据由微控制器(未图示)产生的外部控制信号调整施加于单个CCFL的电流。输入端602和604通过系统控制器FPGA或者逻辑块(未图示)接收从微控制器发送的电流控制信号。控制信号可以包含直流(DCDirect Current)电压，或者脉宽调制(PWMPulse Width Modulated)信号。控制信号的值确定了通过多个灯组的各个CCFL中的电流量。
控制信号施加于光学或光电装置U1 606，其用于将控制信号转换为单独的控制电压。寄存器R2 612和R3 614在U1 606中设置与所施加的控制信号成比例的特定电流。光学隔离器将控制信号转移到U1 610的副边。
其中U1是光电转换器，U1中的输出端LED626产生的光由U1 610的副边转换为电压。电容器C1 618对U1的输出进行过滤以产生与晶体管Q1 622兼容的单独的控制信号。寄存器R1 620将Q1 622的基极阻抗设置为可令Q1 622稳定工作的值。晶体管Q1 622可按CCFL电流响应的需求而运行在开关模式或者线性模式。包含二极管D1-D4 624的电流控制桥通过Q1 622发送交流电(ACAlternating Current)两端的电流以驱动CCFL。
这样，接收到的电流控制信号转换为成比例的光输出信号，并转换为电压，产生由控制信号指定的电流。控制器指定的电流输出到CCFL。
图7详述了本发明另一个实施例的在图4和图5的系统结构图中图示的控制模块。在图7体现的可选控制模块700中，两个或更多的CCFL(701，702)再次由单个逆变器703驱动。为简单起见，图示两个典型的CCFL。控制模块700包含用于CCFL1 701的均衡器704和用于CCFL2 702的均衡器705。均衡器(704，705)包含多个与开关710耦合的并联的电容器708。微处理器706控制逆变器703。
CCFL需求的非常小的电容值产生了设计上的困难。本发明的均衡器(704，705)通过提供用于执行存储在非易失型内存中的标准算法的微控制器706，克服了这些电容设计的困难。微控制器执行校准程序，用传感器和微控制器706内部的A/D转换器测量通过各个CCFL(401，402)的电流。微控制器706随后关闭适当的开关710，以获得正确的电容器组合，从而将灯电压提高或者减少适当的数量。
另外的设计困难在于CCFL需求的高压。这些困难同样地由本发明的均衡器(704，705)克服，因为均衡器(704，705)只需要足以更改CCFL(401，402)的工作点的微小电压。
由于冲击后的灯特性斜线非常陡，通过均衡器的电压必须仅为几百伏特(见图2和图3)。电压由易得的电容和开关技术(示例，见Supertex有限公司的高压开关，部件号HV20220)进行简单的处理。微控制器也可使用PWM控制开关710的开启和关闭。PWM的工作循环确定了准确的电容值。该方法可对电容值进行另外的细微调整。
现在来关注数字控制器514的操作特性。如上所述，传统的如图1中所示的逆变器电路106需要定时脉冲用以工作。图8所示来自典型的逆变器控制器102的PWM1信号801包含相位A信号907和相位B信号908，该PWM1信号可触发Mosfet开关122的切换，该开关依次将电流切换到变压器112和调整电容器110。一旦电流切换到变压器112并调整电容110，则变压器112的原边就获得了正弦电压。变压器112将原边的正弦电压转换为具有足够大的值的副边电压。荧光灯的典型的供电变换电压原边为24伏RMS，副边为2200伏RMS。
现有技术的逆变器电路106依靠模拟电路产生逆变器电路106工作所需要的定时脉冲。例如，逆变器电路106中的灯电压是使用模拟控制器102(未图示)外部的电容产生的。图1的控制器102还包含模拟比较器、参考电压、电流源和其他模拟元件(未图示)。电容及其值是设计中固定的部分，电容放置于紧邻模拟控制器的电路板上。其它定时脉冲使用类似的依靠电容器和电阻器等有源模拟元件的技术产生。
如上所述，这些现有技术的用模拟方法产生逆变器电路定时脉冲的显著缺点在于该定时脉冲不得不特别设计以解决变压器、Mosfet、电容器、电阻器、和其他电路元件的制造差异。这样的设计使用的定时脉冲要比驱动荧光灯的特殊装置所需的脉冲大得多(在某些例子中小得多)。这样导致了不必要的大量电力用在对灯的驱动上。
此外，逆变器电路中的供电Mosfet开关的精确时间点对其电力消耗有着重要的影响。如果Mosfet切换得太早或太晚，则Mosfet将工作在线性区，极大地增加电力消耗。另外，根据Mosfet的电流和电压波形产生而定的切换动作的精确定时对于实现较低的电力消耗非常重要。在如上所述的模拟设计中，定时脉冲是固定的，并基于元件工作特性的最坏情况而确定。因此，定时脉冲一般与系统对精确的需求不匹配。该不匹配导致电流和电压不能在正确的时间产生，从而导致消耗更多的电力。
本发明的数字控制方法通过产生高精度的逆变器电路定时脉冲而克服了上述问题。由于定时脉冲与高速计时器同步，所以是精确的，并不会遭受由元件差异引起的错误。此外，由于定时脉冲由可调的同步定时电路产生，该脉冲可被校准以匹配逆变器元件的特殊特性。
逆变器电路的定时脉冲图示于图8。具有不同工作循环的PWM1信号801由图9的逆变器电力PWM-1发生器产生。PWM1信号801的各个脉冲产生正弦变压器副边灯电压VLAMP802的一部分。根据PWM1 801的工作循环特性，将为VLAMP802产生不同大小的电压。PWM1 801的工作循环越大，VLAMP802电压也就越大。在VLAMP802的点803处，灯电压特别大以便冲击荧光灯，定义为“冲击电压”。一旦灯受到冲击，电压可减少到VLAMP802上较小的电压804，定义为“维持电压”。用在大型屏幕液晶显示器(LCDLiquid Crystal Display)荧光灯上的冲击电压典型值在2200伏RMS左右。维持电压的典型值在1000伏RMS。VLAMP802的正弦电压频率约为50Hz。
荧光灯的模拟减暗过程由PWM1信号801的细微变化构成。这种变化将改变倒相变压器112副边的电压和供电，其将导致灯104变暗。如果使用的模拟减暗较多，灯将闪烁并最终关闭。由于这个原因，模拟减暗用在灯亮度控制电路的相对窄的范围里。对于灯实际的减暗，数字减暗更优。
本发明中，参照图9，使用灯数字减暗PWM-2发生器902。该电路产生波形PWM-2信号805(图8)。在PWM-2信号805的阶段T1，灯是打开的。在适当的时刻806，灯完全关闭。灯在时间段T2中保持关闭。在807时刻处，PWM-2信号805切换到逻辑高信号从而灯必须开启。在这个特殊的时刻，PWM-1信号801将改变它的工作循环以产生冲击电压808。一旦数字控制器通过使用电流传感器反馈信息检测到灯已经开启，PWM-1801将切换回导致维持电压809产生的工作循环。PWM-2信号805将典型地具有400Hz或更高的重复率。PWM-2信号805的重复率的数量级达到人眼不能觉察灯的关闭的级别。PWM-2信号805的工作循环将确定亮度值。数字减暗通常用在背光照明系统并允许减暗百分比从0％到100％。
在图9中，系统时钟与优选以10Mhz工作的主时钟发生器(MasterClock Generator)901同步。该时钟由两个不同的脉宽调制逻辑电路(PWM)使用。第一PWM电路为逆变器供电PWM-1发生器905，其产生用于在逆变器电路中生成高频脉冲以转换Mosfet911和912的PWM信号。PWM寄存器-1906包含代表着PWM-1信号801的工作循环的数字消息。该数字消息由微控制器921写入寄存器。
为了理解PWM信号的概念，参考图8中的PWM-2信号805。PWM信号801由周期脉冲组成，组成该周期脉冲的是持续时间量为T1的逻辑高时段809和持续时间量为T2的逻辑低时段810。PWM信号805的占空因数定义为比率T1/(T1+T2)。占空因数通常以百分比表示。例如，在占空因数为60％的PWM信号中，T1对应60％的时间，T2对应40％的时间。PWM信号805的重复率为总时间的倒数即1/(T1+T2)。
逆变器供电PWM-1发生器905产生相位A907和相位B908信号。这些信号极性相反，用于驱动变压器(变压器)的各相应边。逆变器供电PWM-1发生器905也可具有其PWM信号占空因数，并由数字比较器919的输出改变。
第二PWM电路为灯数字减暗PWM-2发生器902。该电路产生具有与PWM寄存器2中的数字消息相应的占空因数的PWM信号。该数字消息由微控制器921写入寄存器。该灯数字减暗PWM-2发生器902的输出为使能指令903，其为可以使用门909的逻辑将相位A907和相位B908完全关闭的信号。门909的输出与轮流驱动Mosfet A 911和Mosfet B 912的Mosfet驱动器910连接。Mosfet A 911典型地连接于倒相变压器的一个末端，而Mosfet B 912连接于变压器的另一个末端。
装置的感应信号由微控制器921用于检测逆变器电流感应信号923、逆变器电压感应信号924、灯1913的电流感应信号以及该背光照明系统中任何其它灯的相应信号。逆变器电压感应信号924和灯1913的电流感应信号优选位于逆变器变压器(未图示)的副边。输入可检测加在电流感应信号灯N914上的多个电流感应信号，其中N由系统中使用的灯的数量确定。使用采样与保持数组915，所有灯的感应信号被同时捕获。模拟多路器916将来自采样与保持数组915的信号之一发送到可以根据感应信号的大小将信号放大到适当值的可编程增益放大器917。这样做可以优化感应信号，以便通过将信号振幅与模数转换器918的输入相匹配而将检测分辨率最大化。感应信息从总线925发送到微控制器921以确定系统不同部分的状态，以及动态地改变对逆变器的控制。数字比较器919包括的硬件将模数转换器918的输出与由微控制器921载入的代表了相应于灯刚开启时的感应电流的预定的二进制值相比较。这些二进制值作为初始化程序的结果被存储起来。由于数字比较器919由组合逻辑实现，与灯亮度比较过程的时间延迟可以忽略。N个比较器的每个对应一个灯。
本发明应用数字驱动合成以优化用于控制逆变器电路的工作的PWM信号。微控制器921在其内存中包含PWM-1信号801和PWM-2信号805的默认值。随着供电的升高，微控制器921将默认的PWM值载入PWM寄存器1 906和PWM寄存器2 904。PWM寄存器1 906确定逆变器供电PWM-1发生器905的占空因数，PWM寄存器2904确定灯数字减暗PWM-2发生器902的占空因数。
在工作中，微控制器921检测逆变器电流感应信号923以及逆变器电压感应信号924。由于采样与维持数组915可由微控制器921触发并且信息在被数字化之前可一直得到维持，所以感应信息可以在精确的时刻得到确定。捕获感应信号的时刻可以不同。这对逆变器切换特性做出了准确的描述。所述信息用于确定逆变器的切换特性，以便确定PWM-1信号801切换Mosfet的最优时间点。当确定了切换特性，微控制器921将改变PWM寄存器1 906的值，这将随之变更PWM-1信号801的占空因数，以使切换动作与电路的开启和关闭特性相匹配。更改的定时将通过减少电力消耗，使逆变器工作在较高等级的效率下。该过程为自校准操作。其过程连续重复，导致在逆变器的给定的元件和温度变动以及使用年限下有效供电。
本发明应用可调节的冲击过程，以改变变压器副级电压从冲击电压值803改变到维持电压值804的时间点。周期性地，系统进入一个例行程序，所有灯的电流都由电流感应信号灯1 913和电流感应信号灯N 914进行感应。感应通过改变感应信号被采样与保持数组915捕获的确切时间而在冲击过程中的不同的时间点进行。传感器捕获时间由微控制器921设置。来自模数转换器918输出的感应值在数字比较器919中，被与由微控制器921载入的代表了相应于灯刚开启时的感应电流的预定的二进制值相比较。逆变器供电PWM-1发生器905输出的前缘随之被调整以匹配当确定所有灯都带有电流时的时间点。这样，在该精确的时间段，灯将仅仅接收到冲击电压。该时间点连续地被调节至由主时钟发生器901允许的高精度。由于微控制器921设置了连续校准冲击的正确时间的过程，该调整不会受如本发明背景技术中所述的固定的和动态的差异的影响。结果是，冲击电压803可在最佳的时刻减少到维持电压804因而减少了电力消耗。
使用了所公开的控制模块的所公开的控制系统提供了具有最优性价比的CCFL控制电路。当一组中所有的CCFL被同一个逆变器驱动时，可以展示出同等的(或指定的)亮度和电流。
本领域中的技术人员可理解到，上述的各图中所图示的步骤顺序和元件是没有限制的。该方法和元件很容易通过对步骤和元件进行省略或调换顺序而进行修改，而不会背离所公开的实施例的范围。
因此，上文已经描述了一种新颖并改良的方法和装置，一般地用于控制亮度设备，特别地用于控制冷阴极荧光灯。本领域中的技术人员可理解到，信息和信号可以用任何不同种类的技术和方法来表示。例如，数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号以及芯片等可以通过上述描述而涉及的信息，可通过电压、电流、电磁波、磁场或粒子、光学场或粒子，或者它们的任何组合而表示。
技术人员可进一步意识到，与所公开的实施例相关的不同的图示逻辑块、模块、电路和算法步骤可以以电子硬件、计算机软件或两者的结合来实现。为了清楚地举例说明该硬件和软件的可交换性，上述的各种图示元件、块、模块、电路以及步骤一般通过功能性术语来说明。这些功能是否作为硬件或软件实现，取决于加在整个系统上的特殊应用和设计限制。技术人员可以在各种特殊应用中以不同的方式实现上述功能性，但是这种实现决定不应解释为导致偏离本发明的范围。
与这里所公开的实施例相关的不同的图示逻辑块、模块和电路可以通过通用处理器得到实现或执行，如数字信号处理器(DSP)，应用特殊集成电路(ASIC)，场可编程门阵列(FPGA)或者其它可编程逻辑设备，离散门或者晶体管逻辑，离散硬件元件，或者它们的设计用于执行这里所述功能的组合。通用处理器可以是微处理器，但可选地，处理器可以是任何传统处理器，控制器，微控制器，或者状态机器。处理器也可以通过计算机设备的组合而实现，如，DSP和微处理器的组合，多个微处理器的组合，一个或多个与DSP内核协力的微处理器，或者其它任何这样的配置。
与这里所公开的实施例相关的所述方法或算法的步骤可直接用硬件、处理器执行的软件模块或者两者的结合而体现。软件模块可贮存在RAM内存、闪存、ROM内存、EPROM内存、EEPROM内存、寄存器、硬盘、移动硬盘、CD-ROM或者本领域公知的任何其它形式的存储介质中。典范的存储介质与处理器连接，因而处理器可以从该存储介质读取信息或者写入信息。可选地，存储介质可以与处理器集成。处理器和存储介质可贮存在ASIC中。可选地，处理器和存储介质可存在于分离的元件中。
以上提供对所公开的实施例的描述以使得本领域的技术人员制造或使用本发明。对于本领域的技术人员来说，很容易在这些实施例中作各种修改，并且这里定义的总的原则可在不偏离本发明的精神或范围的前提下应用于其它实施例。因此，本发明不限于这里所示的实施例，而是与包括这里所公开的各个原则和新颖特性在内的最宽的范围相一致。
权利要求
1.一种多个发光设备的供电控制方法，包括感应多个设备组的各个发光设备的个体的输出信息；处理该输出信息以产生各个发光设备的个体节电电流控制信号；以及根据微控制器生成的节电电流控制信号，通过调整经由单一逆变器施加到各个发光设备上的工作电流，节约供电消耗。
2.如权利要求1的方法，其中的发光设备为冷阴极荧光灯。
3.如权利要求1的方法，其中的逆变器用驱动器代替，且所述发光设备为发光二极管。
4.一种多个发光设备的供电控制装置，包括用于感应多个设备组的各个发光设备的个体的输出信息的传感器；用于处理该输出信息以产生各个发光设备的个体节电电流控制信号的微控制器；以及根据个体节电电流控制信号，通过调整经由单一逆变器施加到各个发光设备上的个体工作电流，节约供电消耗的电流控制电路和服务器控制系统软件。
5.如权利要求4的装置，其中传感器为电流传感器。
6.如权利要求4的装置，其中传感器为光传感器。
7.如权利要求4的装置，其中的发光设备为冷阴极荧光灯。
8.如权利要求4的装置，其中的逆变器用驱动器代替，且所述发光设备为发光二极管。
9.一种用于在多个发光设备中的供电控制的方法，包括从微控制器接收节电电流控制信号；从节电电流控制信号中分离出节电电压控制信号；对节电电压控制信号进行过滤，以产生与晶体管兼容的分离的节电电压控制信号；设置晶体管的基极阻抗；根据发光设备要求的电流响应而操作晶体管；通过将节电电压控制信号施加到晶体管以生成节电电流控制信号标定的有效供电交流电，节约供电消耗；以及发送有效供电交流电的两极信号至发光设备。
10.如权利要求9的方法，其中晶体管在线性模式工作。
11.如权利要求9的方法，其中晶体管在开关模式工作。
12.如权利要求9的方法，其中的发光设备为冷阴极荧光灯。
13.一种发光设备中供电控制的电路，包括用于从微控制器接收节电电流控制信号，并从节电电流控制信号中将节电电压控制信号分离出来的隔离器；用于对节电电压控制信号进行过滤，以产生与晶体管兼容的分离的节电电压控制信号的电容器；用于设置晶体管的基极阻抗的电阻器；用于从节电电压控制信号中产生节电电流控制信号标定的有效供电交流电的晶体管；以及用于发送有效供电交流电的两极信号至发光设备的二极管桥。
14.如权利要求13的电路，其中隔离器为光学隔离器。
15.如权利要求13的电路，其中隔离器为将电流控制信号转换为随后被转换为电压的成比例的光输出的光电转换器。
16.一种发光设备的供电控制方法，包括感应多个设备组中的个体发光设备的个体输出信息；处理该输出信息以产生该发光设备的个体节电电流控制信号；将节电电流控制信号施加到与并联的电容器耦合的多个开关，以产生由节电电流控制信号标定的有效供电工作电流；以及通过用有效供电工作电流驱动发光设备节约供电消耗。
17.如权利要求16的方法，其中的发光设备为冷阴极荧光灯。
18.如权利要求16的方法，其中的发光设备为发光二极管。
19.一种发光设备中的供电控制电路，包括用于感应多个设备组中的个体发光设备的个体输出信息的传感器；用于处理该输出信息以产生该发光设备的个体节电电流控制信号的微控制器；用于产生由节电电流控制信号标定的有效供电工作电流的、与并联的电容器耦合的多个开关；以及用有效供电工作电流驱动的发光设备。
20.如权利要求19的电路，其中的发光设备为冷阴极荧光灯。
21.如权利要求19的电路，其中的发光设备为发光二极管。
22.一种多个发光设备的供电控制方法，包括用高频时钟产生高频脉宽调制供电控制信号；用低频时钟产生低频脉宽调制供电控制信号；感应多个设备组中的个体发光设备的输出反馈信息；通过应用由微控制器执行的数字节电算法，使用该反馈信息确定所述高频和低频脉宽调制供电控制信号的最优脉宽定时更改值；根据确定的更改值，改变高频和低频供电控制信号的脉宽，以产生优化的高频和低频脉宽调制供电控制信号；以及将该优化的高频和低频脉宽调制供电控制信号发送到逆变器开关电路以驱动发光设备。
23.如权利要求22的方法，其中的数字节电算法是连续执行的。
24.一种多个发光设备的供电控制装置，包括用于产生高频脉宽调制供电控制信号的高频时钟；用于产生低频脉宽调制供电控制信号的低频时钟；用于感应多个设备组中的个体发光设备的输出反馈信息的传感器；用于使用该反馈信息执行数字节电算法，以确定所述高频和低频脉宽调制供电控制信号的最优脉宽定时更改值的微控制器；用于根据确定的更改值，改变高频和低频供电控制信号的脉宽，以产生优化的高频和低频脉宽调制供电控制信号的脉宽调制发生器；以及，用于将该优化的高频和低频脉宽调制供电控制信号发送到逆变器开关电路以驱动发光设备的逻辑门。
全文摘要
本发明公开的实施例提供了一种用于优化液晶显示器的供电效率的方法和装置。与电路控制模块关联的微处理器或者嵌入的微控制器通过使单个逆变器均衡多个CCFL组中的照明强度而消除了冗余。该微控制器通过连续地感应各个灯的操作电流、以及通过使电容并联切换以确保各个灯上施加了相同的电流而自动调整个体灯的照明变化，从而优化了供电管理。微控制器产生适当的控制信号并执行数字伺服控制算法以改变用以进行亮度调整的电流。
文档编号H05B33/08GK1947471SQ200480038588
公开日2007年4月11日 申请日期2004年11月8日 优先权日2003年11月6日
发明者豪尔赫·桑切斯 申请人:Ceyx科技公司